...Я так думаю, что этот чоппер сгодится для моей схемы. Надежнее работать будет, и греться меньше...

Chopper (прерыватель) — наиболее известная в семействе импульсных стабилизаторов схема. Поэтому с ее рассмотрения мы и начнем наше знакомство со схемотехникой и принципами работы преобразователей DC/DC («постоянный ток/постоянный ток»).

Схема, приведенная на рис. 9.1, состоит из следующих обязательных элементов:

• силового ключа Кл, осуществляющего высокочастотную коммутацию тока (обычно роль ключа выполняет мощный биполярный или полевой транзистор);

• низкочастотного сглаживающего фильтра L, С;

• схемы управления и обратной связи, осуществляющей стабилизацию напряжения или тока.

Другое известное название чопперной схемы — импульсный последовательный стабилизатор понижающего типа. Как видно из рис. 9.1, ключевой элемент Кл и дроссель фильтра L включены последовательно с нагрузкой R_H. Рабочий цикл чоппера состоит, как показано на рис. 9.2, из двух фаз: фазы накачки энергии и фазы разряда на нагрузку. Рассмотрим их подробнее.

Эта фаза протекает на протяжении времени t_H. Ключевой элемент замкнут и проводит ток i_H, который течет от источника питания U_n к нагрузке через дроссель L, в котором в это время происходит накопле-

Рис. 9.1. Базовая схема чопперного Рис. 9.2. Фазы работы чопперного

рие энергии. В это же время подзаряжается конденсатор С. Работа элементов в этой фазе показана на рис. 9.3.

Любой индуктивный элемент при скачкообразном изменении характеристик цепи (будь то ее обрыв или замыкание на нагрузку с дру-Ьм значением сопротивления) всегда стремится воспрепятствовать изменению направления и величины тока, протекающего через его обмотку. Поэтому, когда по окончании фазы 1 происходит размыкание ключа Кл, ток г_л, поддерживаемый индуктивным элементом, вынужден Шмыкаться через разрядный диод \Ч). Поскольку источник питания от-Шпочен, дросселю неоткуда пополнять убыль энергии, поэтому он на-Нрнает разряжаться по цепи «диод-нагрузка», как показано на рис. 9.4. ШТсюда и идет название диода — «разрядный». Через некоторый промежуток времени ключ вновь замыкается и процесс повторяется.

Несколько позже, в соответствующем разделе, мы подробно рас-

^отрим требования, предъявляемые к разрядному диоду. Пока, для остоты, считаем, что наш диод является идеальным элементом, ко-Шрый начинает мгновенно проводить ток при размыкании ключа Кл, также мгновенно закрывается (восстанавливает свои запирающие Шоисгва) при замыкании ключа.

Рис. 9.4. Фаза разряда на нагрузку

Рабочая частота стабилизатора задается схемой управления и определяется:

где Т — период коммутации схемы управления стабилизатора.

Введем новое понятие, которое очень поможет нам при дальнейшем анализе схемы. Итак, отношение длительности открытого состояния ключа, при котором происходит накачка энергии, к периоду коммутации называется коэффициентом заполнения.

Прежде чем разобраться, почему, управляя длительностью открытого состояния ключа 1_и, возможно регулировать величину напряжения, питающего нагрузку, поясним необходимостьлрисутствия в схеме сглаживающего фильтра. Представим, что мы на время исключили фильтр из схемы и, подключив нагрузку к точке соединения ключа и разрядного диода, наблюдаем по осциллографу за формой питающего напряжения. В таком случае напряжение на нагрузке 1^твЬ1Х имеет характер прямоугольных импульсов с амплитудой Ь^тп, как показано на рис. 9.5. Естественно, что питать аппаратуру таким источником нельзя. Что же нас выручает? Дело в том, что любой однополярный сигнал (как частный случай несимметричного двуполярного сигнала) имеет замечательное свойство — наличие в его спектре постоянной составляющей, которую можно выделить, пропустив этот сигнал через низкочастотный фильтр. На сегодняшний день известно великое множество фильтров разного качества и сложности. В нашем случае мы используем классическую Г-образную схему ЕС-фильтра.

Рис. 9.5. Работа чопнерного стабилизатора без сглаживающего фильтра

Операция выделения постоянной составляющей эквивалентна определению среднего значения сигнала. Как мы уже выяснили, напряжение на входе фильтра имеет импульсный характер. Фильтруя постоянную составляющую, мы как бы усредняем сигнал, «размазываем» его по всему периоду Т. Как это объяснить проще? Представьте, что импульсы — это горки песка, насыпанные на дорожке через равные промежутки. Мы берем в руки каток и разравниваем песок равномерно по всей дорожке. Конечно, высота сплошного слоя будет меньше высоты отдельных горок, зато дорожка получится гладкой. А математически операция сглаживания выглядит следующим образом:

где 2 (У — мгновенное (то есть взятое в конкретный момент) значение тока в нагрузке.

Подынтегральное выражение — это мгновенное значение напряжения на нагрузке, которое мы должны вычислить для каждого момента времени внутри периода, а затем, сложив их, усреднить по времени периода. Не пугайтесь, вам уже (в который раз) не придется вычислять интеграл. Дело в том, что сглаживающие фильтры проектируются так, чтобы на их выходе остаточные пульсации были как можно меньше и приближали выходной сигнал к идеалу. Как рассчитать такой фильтр, мы расскажем в следующем разделе, а сейчас, предполагая, что наш фильтр полностью подавляет пульсации, вычислим среднее значение напряжения на нагрузке чоппера. Учтем Также, что ток /Д) обладает постоянством во времени:

/(/) = *Т^аХ — постоянный максимальный ток в нагрузке, который протекает, когда ключ замкнут на длительное время, то есть схема управления не работает.

Как мы видим, напряжение на нагрузке прямо пропорционально •йтрине импульса г_и. Когда ключ открыт на длительное время, II_н = £/„. ЙСогда ключ на длительное время закрыт, £/„ = 0. Отсюда ясно, что

Таким образом, при наличии хорошего сглаживающего фильтра, управляя только коэффициентом заполнения, увеличивая или уменьшая длительность открытого состояния ключа, мы можем легко регулировать напряжение на нагрузке.

Попутный вывод, который можно сделать, прочитав этот раздел, — в данной схеме принципиально невозможно получить напряжение на нагрузке больше, чем напряжение питания стабилизатора. В дальнейшем мы попробуем изменить подобную ситуацию, а сейчас перейдем к определению основных параметров чопперной схемы.

Номенклатура микросхем управления чопперными стабилизаторами, выпускаемых в мире, весьма широка. При необходимости профессиональный разработчик или радиолюбитель сможет без труда выбрать подходящую микросборку по таким параметрам, как напряжение стабилизации, мощность, габаритные размеры, стоимость и т.д. В справочной документации на эти микросхемы всегда приводится типовая схема включения со всеми номиналами и типами дополнительных элементов, таких, как резисторы, конденсаторы, индуктивности. К сожалению, производители микросхем редко объясняют, почему на типовой схеме они указали именно такие номиналы, а не какие-либо другие. В то же время у разработчика импульсного блока питания может просто не оказаться под рукой идеально подходящего элемента, но есть другие, похожие. Подойдут ли они? Трудности могут возникнуть у радиолюбителя при самостоятельном изготовлении индуктивного элемента. Какой магнитопровод или сердечник взять? Сколько витков намотать? Каким проводом? Поэтому и профессионалам, и любителям нелишне познакомиться с методикой определения параметров элементов чопперной схемы.

Внимание! Чоппер может работать в двух режимах (не путать с фазами!): режиме безразрывных токов дросселя и режиме разрывных токов дросселя.

Рассмотрим особенности этих режимов, воспользовавшись рис. 9.6.

Закон спада тока дросселя в фазе его разряда приближенно определяется из выражения:

где г I — мгновенное значение тока в дросселе в момент окончания фазы заряда.

В этом случае форма тока через дроссель будет подобна изображенной на рис. 9.6. Из курса теоретических основ электротехники известно, что закон, описывающий соотношение между током и напряжением на индуктивном элементе, выглядит следующим образом:

Сделаем допущение, которое избавит нас от необходимости интегрирования по всем правилам.

| Напряжение на индуктивном элементе с большой степенью точности можно считать постоянным, поскольку напряжение питания

Рис. 9.7. К анализу режимов работы чопперной схемы

принципиально не меняется, а постоянство напряжения на нагрузке обеспечивается достаточной величиной емкости С. Поэтому от интегрирования мы перейдем к простому произведению:

Следовательно, после подстановки мы получим:

В окончательном, удобном для анализа виде формула оценки режима работы чопперного стабилизатора выглядит следующим образом:

Теперь выясним, что происходит, когда схема начинает работать в режиме разрывных токов дросселя.

Из рисунка 9.8 видно, что в этом случае мы также можем воспользоваться выражениями, полученными нами выше. Режим разрывных токов для чопперной схемы нежелателен, поэтому следует выбирать индуктивность дросселя фильтра такой, чтобы его избежать. Проверочное условие для величины индуктивности дросселя:

Замечание для любознательных. Как получена эта формула?

где Утт — минимальный коэффициент заполнения.

И в самом деле, откуда берется цифра «2» в знаменателе? На первый взгляд кажется, что здесь вкралась ошибка, которая «кочует» из одной книги в другую. Задавшись этим вопросом, автор пересмотрел немало технических изданий, но нигде не удалось найти вывод формулы для оценки режима разрывных токов. Оставалось вывести ее самостоятельно.

Читатели, не особенно любящие вдаваться в тонкости расчетных соотношений, спокойно могут пропустить это замечание и пользоваться готовым результатом. Но для начинающих разработчиков будет весьма полезно «сразиться» с математикой импульсных процессов.

Переходный процесс при включении чоппера показан на рис. 9.9. До начала работы энергия в индуктивных и емкостных элементах отсутствует, поскольку нет тока в индуктивности Ь, нет напряжения на конденсаторе С. Первый цикл «заряд-разряд» порождает добавку тока Дг_йоб в индуктивном элементе, которая заряжает конденсатор фильтра. Ток в индуктивном элементе, таким образом, будет иметь две составляющих: переменную, обозначенную на рисунке пилообразной линией, и постоянную г„, для которой конденсатор фильтра как бы «не виден» (сопротивление конденсатора постоянному току бесконечно). Эта ситуация схематически показана на рис. 9.10.

В режиме безразрывных токов дросселя ток непрерывно течет как в нагрузке, так и в индуктивном элементе. Режим разрывных токов Характеризуется тем, что ток в индуктивном элементе время от времени прерывается. В нагрузке ток не прерывается никогда в силу того, что конденсатор, выделяя постоянную составляющую, выполняет роль эквивалента источника ЭДС.

Итак, изобразим графически режим, пограничный с разрывным, и определим среднее значение /_и как отношение площади треугольника и периода коммутации Т. Мы опять как бы «размазали» эту площадь по периоду, превратили треугольник в эквивалентный прямоугольник, заштрихованный на рисунке 9.11.

где — амплитуда изменения тока дросселя (полный размах «нарастание-спад») .

Рис. 9.10. Выходной каскад чоппера по отношению к постоянному току нагрузки

Рис. 9.9. Переходный процесс в индуктивном элементе при запуске стабилизатора

Рис. 9.11. Пояснение фильтрации импульсного напряжения

После стандартных преобразований получаем:

1д.

= —ДI, 2 ¹

2Т 2 (Г - Г з) 2 (Г-*₃) Г-1 Учитывая определение коэффициента заполнения у:

У У 1

у у__.____

2 ⁺ 2'1-у 1 - у ⁺ 2(1 -у)

Мы пришли к очень простому соотношению — в режиме, пограничном с разрывным, постоянная составляющая (ток нагрузки) в 2 раза меньше изменения тока дросселя от нулевого до предельного значения. Теперь мы получили знакомую формулу:

При расчете чопперного стабилизатора удобнее ориентироваться на известные и понятные исходные данные, такие, как напряжение на нагрузке, ток в нагрузке и т.д. Поэтому математическое выражение для оценки критического значения индукивности фильтра будет иметь следующий вид:

Мы замечаем, что чем более высокое значение индуктивности по сравнению с критической мы выбираем, тем меньше будет амплитуда тока, тем более ток дросселя будет приближаться к току нагрузки.

Оценка режима работы чопперного стабилизатора является важным этапом расчета. Однако определяющим номиналы элементов является все же расчет фильтра по допустимому уровню пульсаций напряжения на нагрузке.

Поэтому рассмотрим вопрос проектирования сглаживающего фильтра.

Как мы уже знаем, в чопперных схемах основным типом сглаживающего фильтра является однозвенный Г-образный ЬС-фильтр. Этот тип фильтра, как впрочем, и все остальные, характеризуется так называемым коэффициентом сг лаживания q. Коэффициент сглаживания — основной параметр, характеризующий фильтр с точки зрения степени выделения постоянной составляющей.

Разберемся, что именно оценивает коэффициент сглаживания. Го-воря научно-техническим языком, коэффициент д — это отношение амплитуды первой гармоники пульсаций на входе фильтра к амплитуде первой гармоники на его выходе. А как объяснить проще? Предположим, что мы подали на вход фильтра переменное напряжение. Форма этого напряжения может быть отличной от синусоидальной (например, прямоугольная, как в нашей чопперной схеме). Существует математический прием, называемый разложением в ряд Фурье, с помощью которого несинусоидальный сигнал можно представить как сумму синусоидальных сигналов, один из которых будет иметь частоту, равную частоте основного сигнала, а другие — кратные частоты. Синусоидальный сигнал, частота которого совпадает с частотой основного сигнала, носит название первой гармоники. Перед разработчиком фильтра наиболее остро стоит задача ослабления первой гармоники, поскольку кратные гармоники «еще выше» и их можно не учитывать.

Рис. 9.12. Расчетная схема Г-образного фильтра низких частот Для большинства фильтров

Профессиональный разработчик должен уметь вычислять и анализировать передаточные функции любой сложности, поскольку на практике могут встречаться замысловатые схемы фильтров. Радиолюбителю же можно, не вдаваясь в подробности, пользоваться готовыми результатами.

Итак, запишем передаточную функцию Г-образного фильтра. Вообще, если поступать по всем правилам электротехники, мы обязаны записать амплитудную и фазовую характеристику фильтра, разложить входной сигнал в ряд Фурье, «пропустить» его через фильтр и «собрать» на выходе. Но в данном случае нам не столько интересен вид характеристик и точное воспроизведение формы сигналов, сколько возможность ослабления фильтром первой гармоники сигнала известной частоты. Это значительно упрощает наши расчеты. Учтем, что конденсатор С и индуктивность L образуют делитель напряжения, чем-то напоминающий обычный резистивный, но в данном случае частотиозависимый:

LC-фильтр является резонансной системой. Известно, что произведение LC связано с собственной резонансной частотой фильтра следующим соотношением:

Поэтому при со²ЬС> 10 можно пренебречь единицей, стоящей в знаменателе передаточной функции фильтра. Коэффициент сглаживания однозвенного Г-образного фильтра, таким образом, можно оценивать по следующей очень простой формуле:

q - 4 n²f²L С, где / — частота работы схемы управления.

Для большинства реальных схем, построенных на основе Г-образного фильтра, этим расчетом можно ограничиться. Во избежание резонансных явлений в фильтре рекомендуется задаваться коэффициентом сглаживания не менее 3.

Рекомендуемое значение коэффициента сглаживания для одно-звенного фильтра — не более 10000. Однако уже при q> 30 однозвен-ЙЫЙ фильтр становится неоптимальным по затратам индуктивности и емкости. Соответственно, неоптимальными становятся и массогабаритные показатели. Вопрос оптимизации может остро встать перед разработчиками автономной малогабаритной аппаратуры, перед проектировщиками очень мощных источников и перед создателями автоматических регуляторов тока с высокими динамическими показателями. В большинстве же случаев, касающихся маломощных стабилизаторов, оптимизацию фильтра можно считать излишней и уравнять в произведении ЬС индуктивность и емкость, распределив их по следующему правилу. Допустим, в результате расчетов мы получили значение ЬС равным 1СГ⁸ Гн ■ Ф. Тогда численное значение номиналов индуктивности и емкости отыщутся следующим образом:

Таким образом, для проектируемного фильтра номиналы индуктивности и емкости будут соответственно 100 мкГн и 100 мкФ. Автор обращает внимание читателей на то, что знак равенства в последних двух формулах не совсем правомерен. Вычисляя среднее геометрическое двух физических величин, мы вынуждены в данном случае сделать их безразмерными, а потом внести необходимый физический смысл. Однако для практики такой результат удобен, и им можно пользоваться для решения задач фильтрации.

При необходимости получения очень высоких коэффициентов сглаживания необходимо переходить к проектированию многозвенных фильтров. В разные годы было выпущено множество книг по этой тематике, и подходящее издание без труда найдется в ближайшей библиотеке. За подробностями расчета можно обратиться, например, к [9], стр. 118.

Замечание для любознательных. Данное замечание советуем прочитать тем, кто собирается проектировать чопперную схему мощностью более 200 Вт, питающуюся напряжением более 50 В и в широких пределах регулирующую напряжение на нагрузке. Появление этого замечания связано с испытаниями автором чопперной схемы, рассчитанной на 1 кВт. В процессе работы была выявлена следующая неприятная особенность. Поскольку питание схемы осуществлялось от 3-х фазной сети через выпрямитель (пониженным, но не сглаженным напряжением), в питающем напряжении наблюдались пульсации частотой 300 Гц, как показано на рис. 9.13.

Рис. 9.13. Резонансные явления в мощных чопперных схемах

Осциллограф, подключенный к точкам схемы, обозначенным на рис. 9.13, отображал приведенную ниже картину. Впрочем, такой вид напряжения в данной точке вполне ожидаем, поскольку питающее напряжение дополнительно не сглажено, его пульсациями промодули-рованы импульсы, следующие с частотой работы схемы. Следует отметить, что пульсации составляют 5,7% от номинального значения напряжения в так называемой двухполупериодной трехфазной схеме выпрямления Ларионова. Частота работы данной схемы была выбрана около 30 кГц, а коэффициент заполнения менялся от 0 до 0,95. При определенном характерном значении у амплитуда пульсаций резко, в 3-4 раза усиливалась, что, конечно, отражалось и на пульсациях в нагрузке. Природа явления стала понятной после сопоставления частоты собственного резонанса фильтра и частоты пульсаций. Они оказались примерно равными. Вдобавок соотношение 7?_н, Ь и С было таким, что передаточная функция фильтра носила резко выраженный колебательный характер.

В маломощных стабилизаторах подобное резонансное явление практически незаметно и им вполне можно пренебречь. Однако в Мощных схемах, в которых, строго нормированы пульсации в нагрузке, необходимо рассчитывать фильтр так, чтобы свести его передаточную функцию к апериодическому (неколебательному) виду.

Итак, проанализируем процессы, происходящие в фильтре, с учетом сопротивления нагрузки. Теперь мы обязаны честно записать передаточную функцию фильтра:

Выражение, стоящее в скобках, является так называемым характеристическим уравнением фильтра, определяющим характер процессов в фильтре (колебательный или апериодический). Корни характеристического уравнения:

Мы видим, что выражение, стоящее под знаком квадратного корня, при определенных условиях может оказаться отрицательным. Это значит, что передаточная функция приобретает колебательный вид, и при определенных условиях (что наблюдалось автором в схеме) наступает неизбежный резонанс. Поэтому необходимо исключить резонансные явления в фильтре:

где р = — волновое (резонансное) сопротивление фильтра.

Произведение ЬС мы определяем, исходя из коэффициента сглаживания д.

9.3. ТРАМБИ. — новый способ защиты от перенапряжений

Мы уже говорили о том, что силовые транзисторы панически боятся превышения допустимого напряжения между силовыми электродами. Как показывает практика, в импульсных источниках опасные выбросы напряжения наблюдаются сплошь и рядом. Связано это со всевозможными паразитными параметрами схемы, одним из которых является паразитная индуктивность проводов. К примеру, двухсантиметровый отрезок провода имеет собственную индуктивность 10 нГн. «Подумаешь, какая мелочь!» — скажете вы. А вот и не мелочь! Разберемся, насколько это опасно для схемы.

Пусть в нашей чопперной схеме присутствует паразитная индуктивность Ь , которая при протекании тока / накапливает энергию, как показано на рис. 9.14. Когда транзистор УТ закрывается, току / требуется цепь разряда, однако поскольку ее нет, ток уменьшается со скоростью закрытия транзистора. Напряжение на паразитной индуктивности в этот момент будет:

10 В/нсек (что в два раза меньше, чем

максимально возможный параметр для МОЗЕЕТ П1ЕР350) и 1_пар = 10 нГн и_пар = 100 В. Поскольку в момент размыкания ключа че-

Рис. 9.14. К расчету влияния индуктивности монтажных проводников

рез диод VI) начинает течь ток, исток транзистора подключается к земле и к напряжению «сток-исток» закрытого транзистора добавятся эти 100 В. Теперь представьте, что наша схема работает при питании 30 В. Это значит, что мы должны выбирать транзистор по допустимому напряжению «сток-исток» не менее 130 В.

Чтобы снизить перенапряжения, вызванные так называемой «индуктивностью монтажа», обычно поступают так, как показано на рис. 9.15: в схему вводят конденсатор С*, выводы которого делают как можно короче, подключая их как можно ближе к выводам транзистора. Энергия, накапливаемая в индуктивности Ь за время открытого состояния транзистора УТ:

Эта энергия должна быть поглощена конденсатором С* достаточной емкости. Энергия как бы должна «перетечь» из одного элемента в другой:

где А и — допускаемая величина перенапряжения на стоке.

Исходя из этого условия, приблизительно оценив индуктивность подводящих проводов, нужно сосчитать необходимую емкость.

В сильноточных импульсных источниках электропитания величина, а соответственно и габариты конденсатора С*, увы, получаются достаточно большими. Поэтому конструкторы шли на всевозможные ухищрения, чтобы снизить паразитные индуктивности проводов. К примеру, были разработаны специальные конденсаторы с короткими и толстыми выводами (с малой собственной индуктивностью). С появлением на рынке защитных диодов ТКАМ81И задача значительно упростилась. Это, конечно, не значит, что можно уже навсегда забыть про «индуктивность монтажа», но, по крайней мере, вспоминать о ней.гораздо реже. Диоды ТКАЫ81Ь рекомендуется вводить в схему чоппера в соответствии с рис. 9.16.

Ведущим производителем диодов Т11АЫ81Ь является фирма 8С}8_ТЬошяоп. Что представляют собой эти замечательные диоды? Как видно из графика 9.17, ТКА№1Е очень похож на стабилитрон,

пробой которого происходит при некотором значении обратного напряжения.

Рис. 9.15. Способ защиты от влияния Рис. 9.16. Способ включения диодов паразитной индуктивности монтажа ИЪШБПь

Рис. 9.17. Вольт-амперная характеристика диода ТКАдаП.

И все же отличие ТЮУЯ81Ь от стабилитронов существенно—время их срабатывания составляет несколько пикосекунд. При этом, несмотря на крохотные габариты (длина около 10 мм), защитные диоды способны поглощать импульсы огромной мощности.

и_км — напряжение в состоянии «закрыт»; и_Вк — напряжение пробоя;

Таблица 9.1. Энергетические параметры диодов ТЯА^И.

Таблица 9.2. Основные параметры некоторых диодов TRANSIL

Естественно, что напряжение и_вл должно быть не меньше, чем напряжение питания стабилизатора, но также должны быть учтены максимальные колебания питающего напряжения.

Рис. 9.18. Использование диодов ТКЛМ81Ь в высоковольтных схемах

Если под рукой не окажется подходящего защитного диода? Ценный совет для такого случая дал А. Колпаков: возможно соединение диодов TRANSIL последовательно с выравнивающими сопротивлениями не менее 1 МОм, как показано на рис. 9.18.

Рассматривая нашу чопперную схему, мы до сих пор считали, что разрядный диод идеален, то есть мгновенно начинает проводить электрический ток и мгновенно восстанавливает свои запирающие свойства. Реальные диоды работают, конечно, иначе — им приходится затрачивать некоторое время па включение и выключение. Учитывая это обстоятельство, выясним, какие неприятности могут нас ожидать.

Для начала заменим разрядный диод обычным сопротивлением Кн, как показано на рис. 9.19. Когда ключ разомкнут, тока в цепи коллектора нет, 1/_ю = 1/_п. Это состояние схемы соответствует точке «1» на графике 9.20. Открывая ключевой транзистор, мы перемещаемся по линии 1—5, изображенной на графике штрих пунктиром. В точке «5» ток коллектора имеет значение И_п/К.,. Напряжение на открытом транзисторе становится равным нулю.

/к I 1

Iпик •'

Рис. 9.20. График, отражающий коммутационные процессы в схеме с реальным разрядным диодом

Рис. 9.19. К исследованию влияния Конечного времени восстановления разрядного диода

Совершенно по-другому протекают коммутационные процессы в схеме с реальным разрядным диодом. Почему? Дело в том, что все р-п переходы диодов при прохождении через них прямого тока накапливают на границе областей проводимости электрический заряд. Поэтому диод не сможет закрыться до тех пор, пока все накопленные носители заряда не исчезнут, не «рассосутся». На исчезновение носителей затрачивается время, которое носит название времени обратного восстановления.

Итак, когда мы открываем транзистор, через него начинает протекать ток /, который должен «перехватить» ток нагрузки, который до этого момента проходил через разрядный диод. Однако диод не может сразу закрыться, поэтому, как показано на рис. 9.21:

Рис. 9.21. К расчету энергии обратного восстановления разрядного диода

В прямом направлении падение напряжения на диоде составляет 1...2 В, поэтому эмиттер транзистора оказывается подключенным к земле, следовательно, ток /_к быстро вырастает до значения /_шж (линия 1—3 на рис. 9.20). Хорошо, если транзистор допускает такой пиковый ток, который в случае использования диода с большим временем обратного восстановления может в несколько раз (пусть даже на короткое время) превышать номинальный рабочий ток. Что происходит дальше? Начинается процесс «рассасывания» носителей заряда, и ток резко падает по кривой 3—4—5 до номинального значения.

Процесс включения диода на разрядном токе гораздо менее инерционен, поэтому мы вполне можем рассматривать включающийся диод как безынерционный элемент. Включение разрядного диода происходит по кривой 5—6—1.

Чтобы снизить пиковый ток восстановления диода, необходимо выбрать для чопперной схемы диод с минимальным (насколько возможно) временем обратного восстановления (peak recovery time). Идеально подходят для чопперных схем диоды Шоттки. На сегодняшний день выпускаются диоды Шоттки, допускающие прямой ток через себя порядка 240 A (249NQ150). К сожалению, этим замечательным диодам свойственен существенный недостаток — максимальное обратное напряжение у самых лучших представителей этого класса силовых приборов не превышает 150 В (наиболее распространены диоды Шоттки с обратным напряжением 40—60 В). Как быть, если разработчику нужно спроектировать преобразователь с номинальным входным напряжением более 150 В? В этом случае очень хорошие результаты по КПД и надежности обеспечивают специально разработанные для этих целей фирмой International Rectifier ультрабыстрые диоды HEXFRED (гексагональные эпитаксильные диоды со сверхбыстрым временем восстановления). Фирма International Rectifier издает исчерпывающую техническую документацию на производимую продукцию, и все необходимые технические условия в удобном электронном формате PDF можно получить в сети Интернет по адресу http://www.irf.com.

Для практических расчетов, конечно, вся информация, содержащаяся в фирменных datasheet, нам не потребуется. Обозначим то, что нам нужно, а также научимся правильно пользоваться полученными сведениями.

Кроме того, в документации содержатся сведения для теплового расчета охлаждающего радиатора (тепловые сопротивления, максимальная рассеиваемая мощность без теплоотвода, максимально допустимая температура р-п-перехода). Об основах теплового расчета мы вели разговор в главе, посвященной полевым транзисторам. Сейчас нам нужно вычислить полную мощность, рассеиваемую на диоде.

Картину полного времени восстановления диода графически можно представить так, как показано на рис. 9.22. При этом:

где С—время роста обратного тока восстановления диода от нуля до пикового отрицательного значения;

7¹ — время спада обратного тока восстановления от пикового значения до нуля.

Рис. 9.22. К расчету заряда обратного восстановления диода HEXFRED

Как мы знаем, поскольку к диоду прикладывается большое обратное напряжение, в то время, как через него течет обратный ток, диоду нужно рассеивать большую мощность, которая как раз и вычисляется как произведение тока на напряжение. Мощность, рассеиваемая на диоде, складывается из:

P_Sw — потери при выключении (потери обратного восстановления).

Потери Р_соп определяются очень просто. Мы ИСХОДИМ из того, что через диод течет постоянный ток, поддерживаемый индуктивностью фильтра, и на диоде падает постоянное напряжение:

Гораздо сложнее, на первый взгляд, обстоит дело с потерями при выключении, поскольку ток обратного восстановления сначала нарастает, а потом падает. Закон изменения тока во времени носит сложный характер, поэтому нам придется вычислять мгновенную мощность на очень коротких промежутках времени, а потом получившиеся результаты просуммировать. Проще всего, как вы уже догадались, сделать это с помощью интегрирования.

где Е_5Н, — энергия потерь при обратном восстановлении, Дж; / — рабочая частота стабилизатора.

Поскольку в момент включения транзистора к диоду прикладывается напряжение питания, которое, конечно, неизменно, то мы можем записать:

Вся сложность теперь состоит в вычислении интеграла от тока, протекающего через диод. Здесь существует несколько способов. Можно заменить кривую обратного восстановления на участках /_я и /_Л двумя прямыми и вычислить площадь получившегося треугольника. Но для этого нужно знать величину пикового тока. На наш взгляд, лучше воспользоваться вторым способом. Определимся, что представляет собой интеграл, приведенный выше. Это — заряд, который необходимо «передать» диоду, чтобы он восстановил свои запирающие свойства:

Заряд обратного восстановления — справочный параметр, который специально посчитан производителями элементов по экспериментально снятым кривым обратного восстановления.

В заключение приведем таблицу основных параметров некоторых диодов НЕХЕБЕП.

Таблица 9.3. Основные параметры некоторых диодов НЕХБИЕО

9.5. Проектирование дросселя для чопперной схемы

Обычно при проектировании блоков питания, рассчитанных на входное напряжение частотой 50 Гц разработчики редко озадачиваются конструированием индуктивных элементов. Поскольку выпускается типовой ряд дросселей, например, серии «Д» на различные значения токов и номинальных индуктивностей, остается только выбрать близкий к расчетным данным номинал. Совершенно по-другому приходится поступать разработчикам высокочастотных импульсных источников электропитания. Номенклатура готовых импульсных дросселей и трансформаторов ограничена изделиями, применяемыми в массовом производстве, например, телевизоров (трансформаторы ТПИ-3, ТПИ-5 используются в телевизионных БП). Не лучшая ситуация с высокочастотными индуктивными элементами складывается и за рубежом. Как правило, готовые моточные изделия можно подобрать только к источникам с мощностью в единицы ватт.

Объясняется данная ситуация просто: индуктивные элементы высокочастотных источников питания проектируются индивидуально для конкретной разработки, поскольку слишком многие факторы определяют их конструктивные параметры. Наших теоретических знаний, полученных в ходе чтения этой книги, вполне достаточно, чтобы спроектировать хороший индуктивный элемент.

Исходными данными для расчета дросселя являются индуктивность Ь, а также ток нагрузки г„. Вообще, как мы успели установить, ток нагрузки и ток дросселя — это не одно и то же. Но мы будем всегда считать, что индуктивность нашего дросселя намного больше критической, поэтому ток нагрузки приравняем к току дросселя.

В индуктивном элементе выделяется тепловая энергия в виде потерь в магнитопроводе и потерь на активном сопротивлении обмотки. Следовательно, разработчику нужно спроектировать дроссель так, чтобы тепло достаточно хорошо рассеивалось в окружающем пространстве, не перегревая сам дроссель.

Расчеты показывают, что энергоемкость дросселя связана с объемом, занимаемым ферромагнетиком, соотношением:

где р_с — эквивалентная проницаемость сердечника; а — коэффициент теплоотдачи;

Читателю, уже познакомившемуся с основами тепловых расчетов, будет интересно узнать, как влияет тепловой режим на габаритные размеры индуктивных элементов. Коэффициент теплоотдачи, как мы знаем, показывает, насколько хорошо выделяющееся тепло рассеивается в окружающей среде. Коэффициент теплоотдачи для индуктивного элемента, находящегося в обычных условиях (в воздухе), равен:

Если, к примеру, мы поместим наш индуктивный элемент в емкость с трансформаторным маслом (что обычно предусматривают в конструкции мощных трансформаторов для электросетей), мы должны будем подставлять в формулу:

Объем мапштопровода в этом случае (по сравнению с воздушной средой) снизится в:

1\³

3,6-10"³ I

масло

Объем магнитопровода можно снизить, если в конструкции источника питания будет предусмотрен вентилятор, обдувающий индуктивный элемент во время его работы. Коэффициент теплоотдачи в случае воздушного обдува:

а — коэффициент теплоотдачи в воздушной среде.

Ситуация, когда вентилятор применяется для охлаждения индуктивного элемента, встречается в маломощных источниках питания крайне редко, поэтому необходимо ориентироваться на то, что индуктивный элемент будет работать в замкнутом воздушном пространстве.

Объем магнитопровода, определяемый тепловыми потерями, является минимально возможным объемом. Разработчику снижать этот объем при неизменных условиях охлаждения, разумеется, не рекомендуется.

В формуле для расчета У_м встречается эквивалентная магнитная проницаемость сердечника р_с, которая, как мы знаем, может отличаться от начальной магнитной проницаемости ферромагнетика р. Поскольку все дроссели импульсных источников электропитания работают в условиях однополярных токов, мы обязаны снижать величину остаточной индукции В_г. Наиболее доступный способ — это введение немагнитного зазора. Если позволяют параметры схемы управления (главным образом, частота переключения), можно применять не требующие зазора компактные альсиферовые или МО-пермаллоевые магнитопроводы.

Магнитопроводы не могут иметь произвольные размеры — их номенклатура ограничена стандартным рядом типономиналов. Поэтому, определяя минимальный объем магнитопровода, разработчик должен выбрать из стандартного ряда ближайший подходящий конструктив. Приблизительно оценить объем стандартного магнитопровода Ш-образной конструкции можно по характерным параметрам — площади рабочего сечения и площади окна:

где [5], [Д] — в см²;

[К_ш] — в см³.

Для кольцевых магнитопроводов:

5 — площадь рабочего сечения магнитопровода;

Д (I — наружный и внутренний диаметры О-образного магнитопровода.

Все параметры, входящие в формулы, являются справочными данными, поэтому очень легко оценить объем магнитопровода, пользуясь этими соотношениями. Конечно, иногда в справочниках приводят непосредственно объемы, но встречаются эти даннные гораздо реже, поэтому нелишне иметь под рукой оценочные формулы.

Величина немагнитного зазора должна быть выбрана из соотношения:

где 1₀ — длина средней линии магнитопровода (параметр содержится в справочных данных);

Рекомендуется выбирать эквивалентную проницаемость в пределах 70...150.

Вообще в номенклатуре производимых ферритовых изделий предусмотрены магнитопроводы, имеющие готовый нормированный зазор. Однако приобрести такие магнитопроводы труднее, чем не имеющие зазора. Поэтому выйти из положения можно так: приобрести маг-нитопровод без зазора и затем проложить между половинками прочные и теплостойкие прокладки, например, из термопленки, затем стянуть обе половинки, как показано на рис. 9.23. Если для стяжки используется стальной обжим, не рекомендуется делать его замкнутым. Лучше применять алюминиевые скобы.

Рис. 9.23. Способ крепления дросселя к печатной плате

Число витков обмотки мы найдем из ранее выведенной формулы для расчета индуктивности катушки с ферромагнитным сердечником:

Сечение провода проще выбрать из условия 5 А/мм .

На этом разработку индуктивного элемента можно было бы и закончить. Однако мы почти позабыли еще одно обстоятельство, которое может повлиять на габариты магнитопровода — это величина магнитной индукции в магнитопроводе. В правильно спроектированном дросселе должно выполняться условие:

Если это условие не выполняется, необходимо увеличить объем магнитопровода, взяв в качестве расчетного следующий типономинал из стандартного ряда. Заново рассчитываем 5 и ш и снова проверяем по условию допустимой индукции.

1) Если при расчетах индуктивного элемента оказывается, что размер необходимого магнитопровода превышает самый большой в стандартном ряду, можно складывать части одинаковых магнитопро-водов так, чтобы нарастить поперечное сечение. Кольца можно ставить одно на другое, а Ш-образные половинки складывать боковыми поверхностями, как показано на рис. 9.24.

Рис. 9.24. Способ увеличения рабочего сечения магнитопровода

2) Щели немагнитного зазора рекомендуется замазать эпоксидным компаундом.

3) Если обмотку предполагается выполнить многожильным проводом, необходимо предварительно сделать скрутку отдельных проводников, а после намотки зачистить и аккуратно пропаять. Выводы мощных дросселей можно оконцевать специальными наконечниками под винт.

Приступаем к разработке нашей первой практической конструкции — чопперного стабилизатора. Мощность этой конструкции невелика — всего 25 ватт. Но, по мнению автора, начинающим разработчикам и радиолюбителям не следует стартовать «с места в карьер», то есть браться за сложные мощные схемы. Скорее всего, такой эксперимент закончится сокрушительной неудачей и разочарованием. Гораз-До лучше проверить свои знания на несложной и отработанной схеме, которая, тем не менее, содержит все необходимые узлы, а также большую информацию к размышлению. В этом отношении можно рекомендовать отличный интегральный стабилизатор МАХ724, подробное описание которого [25] можно получить с сайта фирмы MAXIM (http://vww.nmim-ic.com). Тем не менее, приведем основные характеристики микросхемы и разберемся с принципом ее работы.

• максимальное значение питающего напряжения (F/^ax ) -

• минимальное значение питающего напряжения (Х™^ш )

• максимальное падение напряжения на ключевом элементе в открытом состоянии (Fs_H.) — 2,3 В;

• максимальный коэффициент заполнения (у) — 0,9;

• тепловое сопротивление «кристалл-корпус» (Rj_C) — 2,5 °С/Вт;

• тепловое сопротивление «кристалл-среда» (R_Ja) — 40 °С/Вт.

В структуре микросхемы содержатся узлы, показанные на рис. 9.25.

Типовая схема включения, которую мы будем испытывать, изображена на рис. 9.26.

Vc*

генератор пилы 100 кГц

Усилитель

ошибки

схема

ШИМ-

контроллера

Задающий генератор на своем выходе имеет форму напряжения, изображенную на графике «1» (рис. 9.27). Такая форма называется «пилообразной». Сигнал с делителя ї^-К-з подается на вход компаратора (схема ШИМ-контроля), осуществляющего сравнение этого напряжения с напряжением «пилы». Усилитель ошибки в дайной мик-

Ь 50мкГн

С1

2*1000мк у у

Рис. 9.26. Принципиальная схема экспериментального стабилизатора напряжения на основе микросхемы МАХ724

и_п

О-

Рис. 9.27. Графики, поясняющие работу схемы широтно-импульсной

росхеме включен в инвертирующем варианте, то есть при увеличении сигнала на входе на выходе уровень сигнала уменьшается.

Предположим, что ключ управляется сигналом «а» (изображен на графике «3», рис. 9.27) с коэффициентом заполнения у_а. Эта последовательность соответствует определенному значению питающего напряжения. Как только питающее напряжение начнет меняться, скажем, в сторону увеличения, напряжение на нагрузке также поднимется в силу знакомого соотношения:

Чтобы вернуть напряжение нагрузки к прежнему значению, предусмотрен «рычаг» в виде усилителя ошибки. Схема стабилизации «отрабатывает» уменьшением у. Теперь ключ управляется последовательностью «б» (коэффициент заполнения у_б). Напряжение (У„ останется ^на прежнем уровне. То же самое происходит, когда возрастает Ток нагрузки. Управляющая схема в этом случае расширяет импульс.

Отметим, что в номинальном режиме для обеспечения возможности регулировки выходного напряжения соотношение резисторов делителя необходимо выбирать из соотношения:

В качестве разумно применить подстроенный резистор.

Итак, разработаем стабилизатор на микросхеме МАХ724, обеспечивающий следующие выходные параметры:

• номинальное напряжение нагрузки (£/„) — 5 В;

• номинальное значение питающего напряжения (!/„) — ЗОВ.

При таком «раскладе» входных и выходных напряжений чоппер может здорово выручить разработчика. Автору этой книги однажды пришлось в срочном порядке решать именно такую проблему. Судите сами, насколько все серьезно.

Если, не думая, использовать классическую линейную схему стабилизатора с регулирующим транзистором, то на транзисторе впустую будет рассеиваться мощность:

Нам нужна мощность 25 Вт, а рассеиваться в окружающее пространство будет в пять (!) раз больше. При использовании чопперной схемы, построенной, к примеру, на МАХ724, мы получим:

Учтем также и потери переключения. Если они будут такими же, как и потери проводимости, общая мощность тепловых потерь импульсной схемы все равно будет не более 5 Вт, что, конечно, значительно меньше 125 Вт для линейной схемы!

Кроме того, в микросхеме имеется сервисная функция защиты от короткого замыкания на входе и от токовой перегрузки. При превышении тока ключа более 6,5 А возникшее напряжение на резисторе К_дт приводит к срабатыванию компаратора ограничения тока. Схема будет защищена от перегрузок. Тем не менее, все равно лучше не допускать короткого замыкания выходных клемм — риск вывести силовой ключ из строя имеется, даже несмотря на наличие схемы защиты. Работайте аккуратнее!

В качестве дросселя фильтра разработчики рекомендуют индуктивность £ = 50 мкГн. Оценим ее величину с точки зрения режима разрывных токов. Пусть у = 0,1,

Сопоставляя расчетную величину L и рекомендуемую разработчиками, мы делаем вывод, что индуктивность дросселя выбрана в 10 раз больше критической, что вполне подходит для режима неразрывных токов.

Типы индуктивных элементов, предлагаемых разработчиками:

В качестве диода VD разработчики рекомендуют применить диод Шоттки MBR745 или 1N5820-1N5825 производства фирмы Motorola. Мы используем для нашей конструкции диод Шоттки MBR1645 фирмы International Rectifier. Конструкция корпуса диода приведена на рис. 9.29.

• максимальное обратное напряжение (V_R) — 45 В;

• допустимый постоянный прямой ток [Jf(a г>) — 16 А;

• падение напряжения в прямом направлении (V_FM) — 0,63 В;

• максимальная температура кристалла (Г/) — 150 °С;

• тепловое сопротивление «кристалл-корпус» (Rj_C) — 1,5 °С/Вт;

• тепловое сопротивление «корпус-радиатор» (R_cs) — 0,5 °С/Вт;

• тепловое сопротивление «кристалл-среда» (R,_a) — 40 °С/Вт.

Диод выполнен в корпусе 10-220 (напомним, что в таком же корпусе производятся популярные отечественные стабилизаторы серии KP 142). Динамические потери обратного восстановления диодов Шоттки ничтожно малы, поэтому мы их вообще не будем учитывать в

Электролитические конденсаторы типа К50-29 или более современные — К50-68. Неполярные конденсаторы — любые керамические малогабаритные, например, К10-17.

Нам понадобится TRANSIL 1,5КЕ36А. Резисторы MJ1T, С2-33 или другие аналогичные мощностью 0,25 Вт из 5% ряда. Подстроенный резистор в авторской схеме — СП5-16ВА, но. конечно, подойдет и любой другой.

Что нам осталось сделать, прежде чем взять в руки паяльник? Нужно решить вопрос с дросселем. Конечно, можно попытаться купить тот, что указан на схеме разработчиками, но тогда пропадает смысл нашей разработки. Поэтому давайте разработаем и изготовим его самостоятельно.

Выбираем проницаемость р₍. = 100. Тогда минимальный объем магнитопровода:

Выбираем из стандартного ряда сердечник Ш5х5 из феррита 2500НМС1 с параметрами:

• площадь поперечного сечения магнитопровода (5) — 25 мм";

Магнитопровод подходит по тепловому условию. Определяем величину зазора:

Вычисляем объем магнитопровода:

При изготовлении нам необходимо будет подложить прокладки из термопленки толщиной приблизительно 0,2 мм.

Проверяем сердечник по условию максимальной магнитной индукции:

Осталось проверить степень заполнения окна медью обмоток из условия выбора плотности тока в проводах — 5 А/мм". Если провод «не влезет» в окно, нам придется брать следующий в ряду сердечник и пересчитывать для него количество витков и проверять индукцию. Итак, выбираем провод ПЭВ-2 сечением 1,14 мм и проверяем степень заполнения окна проводом:

8_К — площадь поперечного сечения каркаса (типично 5% от площади окна).

Обмотка разместится в окне магнитопровода без проблем.

Если не удастся приобрести каркас в комплекте с магнитопрово-Дом, нужно обязательно самостоятельно выпилить и склеить его из стеклотекстолита, гетинакса. Допускается использовать электрокартон, пропитанный парафином.

Нам осталось провести тепловые расчеты силовых элементов и выяснить, кому из них нужны радиаторы.

Будем проводить расчеты со следующими исходными данными:

7) = 100 °С (допускаемая температура кристалла).

С учетом того, что питающее напряжение может снижаться до 25 В, а полная мощность с учетом потерь удваивается, мы получили Р = 5 Вт.

Как мы видим, микросхеме обязательно потребуется радиатор, размеры которого рассчитаем по предложенной методике. Радиатор будет выполнен из алюминиевой полосы толщиной п = 5 мм. Место крепления микросхемы тщательно зачищено. Сам радиатор необходимо покрасить теплостойкой черной краской или обработать химическим способом.

Замечание для любознательных. Как химическим способом сделать черной поверхность радиатора?

Для начала деталь из алюминия или его сплава нужно хорошо очистить от загрязнения, обезжирить в растворе кальцинированной соды и промыть сначала в теплой, а потом в холодной воде. Далее деталь нужно покрыть 10-процентным раствором едкого натра при температуре 90... 100 °С, промыть проточной водой.

Для окрашивания в черный цвет оксидированную деталь поочередно обрабатывают в следующих растворах: 1 — 50 г/л щавелевокислого аммония железа (60 °С, 1 мин); 2 — 50 г/л уксуснокислого кобальта (50 °С, 1—3 мин); 3 — 50 г/л марганцовокислого калия (80 °С, 3—5 мин). После обработки в каждом растворе деталь промывают в проточной воде.

Можно также покрыть деталь пленкой синего цвета. Для этого надо выдержать радиатор в 1 -процентном растворе хлорного железа, а затем в 1 -процентном растворе железосинеродистого калия (при температуре 60 °С, 20 минут).

Если такой путь окажется слишком сложным, в крайнем случае можно покрасить радиатор черной нитроэмалью и несколько минут подержать ее над нагретым воздухом газовой горелки.

Оценим требуемое тепловое сопротивление «радиатор-среда»:

Задаем высоту пластины к = 30 мм. По графику 7.3 определяем поправку g на тепловое сопротивление вследствие неравномерности распределения температуры по поверхности радиатора:

Т? = (Г/ - Р_п (Я* + Я_С5) ₈ = (100 - 5(2,5 + 0,5)) • 0,98 = 83 °С. Перегрев радиатора:

Конвективный коэффициент теплообмена для радиатора, расположенного вертикально:

а_л = 0,9 • 1,0 • 8,49 = 7,6 Вт/(м² • °С), а = а/_с + а_л = 8,64 + 7,6 = 16,2 Вт/(м² • °С).

Коэффициент габаритных размеров радиатора:

Если к_габ > 5, необходимо принять в качестве определяющего размера для расчета Т₅ и а размер В и провести уточняющий расчет /г, начиная с определения температуры радиатора Т₃. Разработанный радиатор показан на рис. 9.30.

Теперь проверим тепловой режим разрядного диода:

Пусть максимальное напряжение, действующее на входе стабилизатора, не поднимается выше 35 В. Тогда:

В данной ситуации, конечно, можно не применять для охлаждения разрядного диода радиатор. Но лучше все же снизить температуру

5В

Рис. 9.32. Сборочный чертеж платы стабилизатора

Ш ЗОВ

кристалла до 100 °С, чтобы иметь запас по теплу. По той же методике находим габаритные размеры пластины: к = 30 мм, В = 30 мм, п = 5 мм. Эту пластину также необходимо «зачернить».

Печатная плата, приведенная на рис. 9.31, выполнена из фольгиро-ванного стеклотекстолита. Силовые дорожки желательно усилить, напаяв на них сверху луженую проволоку. Сборочный чертеж платы показан на рисунке 9.32. После сборки стабилизатор нужно нагрузить на проволочный резистор ПЭВ мощностью 30 Вт и сопротивлением 1 Ом, включить питание и выставить с помощью резистора ЛЗ на нагрузочном резисторе напряжение (5±0,1) В.

Следует отметить, что при правильном и аккуратном изготовлении стабилизатор должен заработать сразу. Попробуйте варьировать сопротивление нагрузки, понаблюдайте за изменением ширины импульсов на входе фильтра.

...Купиля себе видеокамеру! Дорогущая штука, конечно, но все же купил. Жалко, аккумулятора хватает минут на сорок, не больше. А иметь в кармане пару-тройку запасных — накладно. Посмотри, сколько они стоят, —поймешь. Я тут вот что подумал: есть у меня неплохой аккумулятор вольта на три. Побольше, конечно, чем родной. Ну ничего — в сумку положу, и нет проблем. Вот только как мне из трех сделать шесть?..

Как мы уже говорили, в чопперной схеме стабилизатора невозможно принципиально получить выходное напряжение, которое по величине будет выше входного. Тем не менее построить повышающий стабилизатор можно. Для этого необходимо воспользоваться так называемой бустерной схемой, схематическое изображение которой приведено на рис. 10.1.

Рис. 10.1. Базовая схема бустерного стабилизатора

Ключевой элемент Кл, в качестве которого используется знакомый нам транзистор, подключен параллельно нагрузке Я_н и работает в Импульсном режиме, то есть попеременно замыкается и размыкается с частотой преобразования. Диод УО блокирует нагрузку и конденсатор фильтра С от ключевого элемента в нужные моменты времени.

Уд — максимальное обратное напряжение «катод-анод» (cathode-to-anode voltage);

• Уд — падение напряжения при протекании прямого тока;

• If — постоянный прямой ток (continuous forward current);

• Ifsm — одиночный импульс прямого тока (single pulse forward current);

• Ifru — повторяющийся импульс прямого тока (maximum repetitive forward current);

• Qrr — полный заряд обратного восстановления (reverse recovery charge);

• t,r — полное время обратного восстановления (reverse recovery time).

Материал взят из книги

Скачать оригинал КНИГИ в хорошем качестве