Материал взят из книги

Скачать оригинал КНИГИ в хорошем качестве

52    «Зачем он нужен, этот зазор?»

Что происходит с гистерезисным циклом магнитопровода, в который введен зазор? Воспользовавшись результатами расчетов, приведенных в [10], построим качественную картину. Как мы видим из рис. 3.3, гистерезисный цикл без воздушного зазора — это линия -2?₅, -Я, +В₅, +Н_С. Преобразованный цикл магнитопровода с зазором — линия -В'₅, -Н'_с, +В'₅, +Н’_С. Мы как бы растягиваем петлю гистерезиса в направлении стрелок. При растяжении она разворачивается вокруг точки «О», а остаточная индукция спускается вниз, занимая положение Л', что значительно меньше В_г.

Вообще, как показывают исследования, можно выбрать протяженность зазора таким образом, что проницаемость р_с не снизится на порядок по сравнению с р. Такие зазоры принято называть оптимальными. Однако размеры оптимальных зазоров составляют сотые доли миллиметра, что, конечно, вызывает значительные трудности при их изготовлении, да и температурная стабильность таких крохотных зазоров невысока. Нагреваясь, сердечник расширяется, поэтому зазор начинает «плыть». В реальных индуктивных элементах зазор снижает проницаемость сердечника, и с этим приходится мириться. Принято считать, что во сколько раз снизилась проницаемость благодаря введению зазора, во столько же раз упала и величина остаточной индукции.

Разработаны и более эффективные методы снижения остаточной индукции без потери магнитопроводом проницаемости, например, введение дополнительной размагничивающей обмотки, называемой рекуперационной. Это техническое решение можно увидеть в блоках строчной развертки телевизоров. Поскольку для нормального функционирования электронно-лучевой трубки необходимо иметь напряжение величиной в десятки киловольт, разработчики вынуждены бороться за сохранение высокой проницаемости магнитопровода строчного трансформатора, чтобы снизить общее количество витков вторичной обмотки. Рекуперационный метод хорошо описан в литературе, поэтому интересующиеся смогут разобраться в нем самостоятельно. Мы не будем рассматривать принцип рекуперации, поскольку он почти не используется в источниках электропитания и не поддержан массовой элементной базой.

Существуют еще более сложные методы снижения остаточной индукции, такие, как, например, введение симметрирующих обмоток, специальных бандажей и др. Современный разработчик едва ли будет обращаться к ним за помощью.

Не случайно импульсные источники часто называют ключевыми. Все дело в том, что их основной регулирующий элемент работает в так называемом ключевом режиме. То есть сопротивление ключа становится то бесконечно большим, то близким к нулевому. Конечно, механические контакты (например, реле) не подойдут для проектирования импульсных источников, поэтому их с успехом заменяют электронными приборами — транзисторами. Однако, как любой неидеальный элемент, транзистор имеет ограниченные возможности. Чтобы спроектировать надежную схему импульсного источника, нужно хорошо представлять себе эти ограничения.

Биполярный транзистор уже давно используется в импульсных источниках электропитания, поэтому мы не будем подробно рассмат-. ривать особенности его работы в ключевом режиме, а кратко пробежимся по необходимым для практики сведениям.

Как известно, свойства транзистора как усилителя тока описываются следующим уравнением:

Линейная область работы транзистора хороша тем, что позволяет, регулируя сравнительно небольшой ток базы, тем не менее управлять значительным током нагрузки, расположенной в коллекторе транзистора. Максимальный ток коллектора, который можно получить в классической схеме с коллекторной нагрузкой, равен:

Максимальному току коллектора соответствует максимальный ток базы Дальнейшее увеличение тока базы не приведет к увеличению тока коллектора, поскольку транзистор уже находится в состоянии, пограничном с состоянием насыщения.

Что такое состояние насыщения лучше всего пояснять, представив транзистор в виде двух диодов (рис. 4.1). В ненасыщенном состоянии диод УВІ закрыт. В состояние насыщения транзистор можно перевести, «подняв» потенциал базы выше потенциала коллектора с помощью, например, дополнительного источника напряжения и_доп. В этом случае произойдет отпирание диода УВ2 и транзистор перейдет в состояние насыщения. В принципе, пограничное состояние тоже используется в импульсной технике, но оно менее желательно, поскольку потери мощности на ключевом элементе больше, а значит, КПД преобразователя ниже возможного предела.

' Насыщение транзистора принято оценивать коэффициентом насыщения. Коэффициент насыщения — это отношение максимального тока базы в пограничном режиме к реальному току, подаваемому в базу в насыщенном состоянии. Само собой разумеется, что значение коэффициента всегда больше единицы. Коэффициент насыщения задается разработчиком импульсного источника, исходя из рекомендаций по проектированию. От его величины зависят динамические характеристики схемы, о чем мы скажем ниже.

Чем сильнее будет насыщен транзистор, тем меньшее напряжение «коллектор-эмиттер» удается получить, тем меньше будут тепловые потери. Однако чрезмерное насыщение чревато большой неприятностью — в таком состоянии база транзистора накапливает большое количество неосновных носителей, которые задерживают выключение транзистора.

Чтобы было удобно анализировать транзистор в области насыщения, заменим его следующей эквивалентной схемой. Имеется идеальный ключ, изображенный на рис. 4.2, на котором падает небольшое напряжение и™^с. Напряжение на насыщенном ключе в эквивалентной схеме определяется следующим образом:

В справочных данных принято приводить не параметры элементов эквивалентной схемы, а значение 17™^с при заданном токе коллектора.

Еще один режим работы транзистора, относящийся к ключевому, носит название режима отсечки. Перевести транзистор в режим отсечки можно приложением между базой и эмиттером обратного напряжения, тем самым «подпирая» диод УВ2. В режиме отсечки транзистор можно также заменить разомкнутым ключом, схема замещения которого представлена на рис. 4.3 Транзистор в режиме отсечки

имеет близкое к бесконечному сопротивление К_отс и небольшой ток утечки р-п перехода г„_да. В справочных данных для режима отсечки приводятся обратный ток базы 1_кбо и обратный ток коллектора г_кэо. Обратный ток базы, стекая по базовой цепи управления, может приоткрывать транзистор, поэтому рекомендуется «подтягивать» базу к эмиттеру с помощью сопротивления К_кГю номиналом несколько сотен Ом, как показано на рис. 4.5.

В ключевом режиме очень важно знать время переключения из состояния отсечки в состояние насыщения и наоборот.

Рассмотрим ситуацию, когда транзистор переводится в состояние ' насыщения прямоугольным импульсом с идеальным фронтом. Ток коллектора, однако, достигает установившегося значения не сразу после подачи тока в базу—имеется некоторое время задержки 1_зад, спустя которое появится ток в коллекторе. Затем ток коллектора плавно нарастает и после истечения времени ( достигает установившегося значения.

где 4м — время включения транзистора.

При выключении транзистора на его базу подается отрицательное Напряжение, в результате чего ток базы меняет свое направление и становится равным /|^ы*. Пока происходит рассасывание неосновных носителей заряда в базе, ток не меняет своего значения. Это время называется временем рассасывания 1_рас. После окончания процесса рассасывания происходит спад тока базы, который продолжается в те-

ИРИНР йПР.МРНи t

₁ Внимание! В течение времени г транзистор остается открытым и коллекторный ток не меняет своего значения. Спад тока коллектора начинается одновременно со спадом тока базы, и заканчиваются они почти одновременно. Графики описанных временных процессов коммутации транзистора изображены на рис. 4.6.

Как уже было сказано, время рассасывания сильно зависит от степени насыщения транзистора. Минимальное время выключения получается при пограничном режиме насыщения. Для ускорения рассасывания в базу иногда подают обратный закрывающий ток. Однако при-. кладывать к базе большое обратное напряжение опасно, так как может произойти пробой перехода «база-эмиттер». Максимальное обратное напряжение на базе указывается в справочниках и обычно не Йревышает 5...6 В.

Если к базе транзистора в процессе запирания не прикладывать обратное напряжение, а просто замыкать базу на эмиттер, такое запирание носит название пассивного. Конечно, при пассивном запирании ■йреш рассасывания увеличивается, но с этим мирятся., поскольку этот

*' ......

режим не требует для своей реализации дополнительных элементов, а потому широко используется в импульсной силовой схемотехнике.

В справочных данных обычно приводят времена включения, спада и рассасывания в пограничном режиме при пассивном запирании. Для наиболее быстрых силовых транзисторов время рассасывания составляет 0,1...0,5 мкс.

Коммутационные процессы в транзисторе определяют динамические потери при его переключении. Слишком большие активные потери могут перегреть транзистор, и он пробьется. Поэтому очень важно уметь прогнозировать тепловой режим транзистора. Мы подробно разберем расчет теплового режима работы транзисторов далее, а сейчас покажем, как можно определить коммутационные параметры транзистора, зная граничную частоту его работы и коэффициент на-

4.2. Параллельное включение транзисторов

В мощных импульсных источниках питания, в ключевых цепях бывает необходимо иметь токи, которые непосильны для одиночных транзисторов, широко используется параллельное включение транзисторов. В этом случае общий ток распределяется между отдельными транзисторами. Особенность биполярных транзисторов, о которой надо знать даже радиолюбителю, это невозможность непосредственного параллельного соединения их электродов. Необходимо обязательно включать в эмиттерные цепи транзисторов небольшие резисторы, выравнивающие токи. Зачем это делается, разберем на примере.

Предположим, что мы имеем параллельное соединение двух транзисторов— VT1 и VT2. Эквивалентная схема этого соединения показана на рис. 4.7.

Emin

Рис. 4.7. Эквивалентная схема параллельного включения транзисторов

. Пусть один транзистор имеет минимально возможный параметр E_min = 0,1 В, а второй — максимально возможный Е_тах = 0,5 В. Сопротивления транзисторов в открытом состоянии считаем примерно одинаковыми. Напряжение U_K3 обычно не слишком отличается от напряжения Е в состоянии насыщения. Тогда ток через VT2 будет примерно ' *5 раз больше, чем ток через транзистор VT1. Другими словами, мощ-• Ность, рассеиваемая на VT2, будет в 25 (!) раз больше, чем мощность, рассеиваемая на VT1. Ключ может мгновенно выйти из строя, если мы ' Планировали распределить токи между ключами равномерно.

С ’ Чтобы избежать теплового пробоя по причине разбаланса то-■увв, необходимо введение токовыравнивающих резисторов, пока-