Материал взят из книги

Скачать оригинал КНИГИ в хорошем качестве

При выборе схемы построения импульсного источника электропитания разработчик в первую очередь руководствуется ожидаемыми габаритными размерами и простотой схемотехнических решений. Сетевые источники, питающие нагрузки небольшой мощности (до 100—150 Вт), встраиваемые в достаточно габаритную аппаратуру, лучше строить по однотактной fly-back схеме. Для стабилизаторов, в которых не требуется гальванической развязки нагрузки от питающей сети, применяют чопперную схему. При питании от гальванических элементов или аккумуляторов можно использовать бустерную схему. Однако не исключены ситуации, в которых перечисленные преобразователи и стабилизаторы использовать нельзя.

Случай первый — прибор, питаемый от сети переменного тока, имеет ограниченные габариты (к примеру, в приборном корпусе не удается разместить достаточно крупный накопительный трансформатор фли-бак конвертора).

Второй случай — потребляемая мощность прибора превышает

150...200 Вт.

Третий случай — отдельные части схемы прибора требуют дополнительного питания, гальванически развязанного от остальной схемы.

Во всех этих случаях требуется разработка так называемых двухтактных схем преобразователей, имеющих гальваническую развязку первичной и вторичной цепей. Наибольшее распространение среди двухтактных конверторов получили три схемы: двухфазная пуш-пульная (push-pull), полумостовая (half-bridge) и мостовая (full-bridge). Достоинство этих схем состоит в том, что при необходи-

мости разработчик может легко ввести в конструкцию узел стабилизации выходного напряжения, либо отказаться от него. В первом случае конвертор будет представлять собой полноценный источник питания, к которому можно подключать любую нагрузку. Во втором случае получится простой преобразователь электрической энергии, требующий дополнительной стабилизации по выходу. В ряде случаев такой простой конвертор вполне устроит разработчика. Поскольку все три схемы двухтактных конверторов имеют множество аналогий, мы расскажем о них в одной главе, акцентируя внимание на индивидуальных особенностях и проводя сравнительный анализ.

. Пуш-пульная двухфазная схема

Эта схема (рис. 14.1) состоит из двух ключевых элементов Кл1 и Кл2, в качестве которых используются мощные биполярные или полевые транзисторы. Трансформатор Тр имеет первичную и вторичную обмотки, разделенные на полуобмотки. К средней точке первичной обмотки подключен вывод источника питания. Вторичная цепь представляет собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель У01, \Т>2, а также фильтр пульсаций (в этой схеме элементом фильтра является конденсатор С_ф).

В первом такте, как показано на рис. 14.2, Кл1 замкнут, Кл2 разомкнут, ток течет по полуобмотке 1.1 и трансформируется в полуоб-мотку 2.1. Диод УО1 открыт и проводит ток \₂,, подзаряжая конденсатор С_ф. Во втором такте, изображенном на рис. 14.3, ключ Кл1 закрывается и открывается ключ Кл2. Соответственно ток \_{2 течет по

полуобмотке 1.2 и трансформируется в полуобмотку 2.2. Диод \Т>1 заперт, диод У02 проводит ток і_{2 2}, подзаряжая конденсатор С_ф. Таким образом, передача энергии в нагрузку осуществляется во время обоих тактов.

Чтобы перейти к параметрам реальных схем, мы вначале предположим, что у нас, тем не менее, есть возможность применения идеальных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переключаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первичная обмотка обладает очень большим значением индуктивности намагничения (согласно эквивалентной схеме). В этих условиях определить зависимость выходного напряжения от величины входного очень просто. Напряжение первичной обмотки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с коэффициентом трансформации:

Коэффициенты трансформации «, и п₂ полагают одинаковыми, более того, уравнивают количество витков первичных и вторичных полуобмоток:

О'И - и„п .

Пока нам не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряжения на нагрузке. Поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте заполнения и распространить его на двухтактную схему. Попытаемся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы, как показано на рис. 14.4. Коэффициент заполнения и в случае двухтактной схемы определяется точно так же, как и для однотактной:

В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для одного плеча двухтактной схемы. Автор обращает внимание читателей на это обстоятельство, поскольку разработчики определяют у по-разному, тем не менее, пользуясь одинаковой терминологией. В некоторых изданиях коэффициент заполнения суммируют по обоим каналам схемы, не оговаривая, что это — суммарный коэффициент. Производители микросхем управления также нормируют этот параметр

по-разному, что вносит некоторую путаницу. На взгляд автора, правильнее нормировать коэффициент заполнения для одного плеча, поскольку в таком случае легче оценивать возможность аварийных режимов (о чем мы поговорим позже). Исходя из этого положения, должны строиться и расчетные соотношения. Понятие же суммарного коэффициента, по мнению автора, носит для двухтактных схем вспомогательный характер.

Итак, очевидно, что у не может быть более 0,5 даже для идеальной схемы, что показано на рис. 14.5, иначе управляющие импульсы будут накладываться друг на друга. Определим среднее значение тока нагрузки, учитывая, что передача энергии осуществляется на протяжении обоих полупериодов, а значит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:

коем случае нельзя допускать, чтобы преобразователь работал с у = 0,5. Типичное значение у не должно превышать 0,4...0,45. Все дело в том, что используемые элементы не могут обладать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка обладает ограниченной индуктивностью Ь , которая накапливает энергию:

-ц

При размыкании Кл1 накопленная в магнитопроводе энергия стремится поддержать ток. Если бы в схеме не было защитного диода \Т>р₂, показанного на рис. 14.6, на Кл2 возник бы бросок отрицательного напряжения. Способность биполярных транзисторов выдерживать отрицательные броски напряжения невелика (единицы вольт), поэтому разрядный ток / необходимо замкнуть через диод УОр₂. Диод практически «накоротко» замыкает обмотку гг, ₂ и быстро разряжает (рис. 14.8). При разряде выделяется тепловая энергия, учесть которую можно через следующее соотношение:

При работе пуш-пульного преобразователя разрядные диоды включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе транзисторов МОБРЕТ, а также некоторых транзисторов ЮВТ эти диоды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необходимости.

Вторая неприятность связана с конечным временем восстановления диодов выпрямителя. Представим, что в начальный момент времени диод УТИ проводит ток. Направления действия ЭДС показаны на схеме «а» (рис. \ 4.9).

При включении транзистора УТ1 ЭДС меняет направление (схема «б»), открывается диод У02. Но в то же время диод У01 не может мгновенно закрыться. Поэтому вторичная обмотка оказывается зако-

роченной диодной парой УО 1-УБ2, что вызывает броски тока в ключевом элементе (это хорошо видно на эквивалентной схеме трансформатора). Форма тока первичной обмотки на совмещенном графике при у = 0,5 будет такой, как изображено на рис. 14.10.

Во избежание коммутационных выбросов необходимо, во-первых, вводить паузу между закрытием Кл1 и открытием Кл2 на время не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода 1_ГГ. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки.

Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания £/„ и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перенапряжение на ключевом транзисторе достигает 2 С,,. Поэтому, выбирая транзистор, следует обратить внимание на допустимое напряжение между его силовыми электродами. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагрузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничения индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапецеидальную форму.

При определении максимального коэффициента заполнения в случае использования полевых транзисторов, которые переключаются достаточно быстро, нужно руководствоваться значением задержки обратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение которого переключение запрещено:

АСяд 2.

Поправка коэффициента заполнения:

Ау = ^- = ^1 = 2^/.

ЕТ

Максимальный коэффициент заполнения:

Ушах 6,5    2

При использовании биполярных транзисторов и транзисторов ЮВТ максимально возможный коэффициент заполнения уменьшается за счет времени выключения и спада этих транзисторов, а также характерного «хвоста»:

Ушах =0.5-(2^+    + */)/.

Опыт показывает, что коэффициент заполнения не превышает 0,45 в самом благоприятном случае.

Чем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивления открытого диода и ключевого транзистора отличны от нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах (и поправку на коэффициент трансформации) можно так, как показано на рис. 14.11.

а) Выпрямительные диоды: в открытом состоянии на диоде падает в среднем 0,7... 1,0 В (стандартный диод), либо 0,5...0,6 В (диод Шотгки);

б) Ключевые транзисторы: если в качестве ключа используется биполярный транзистор или транзистор IGBT, на ключе будет падать напряжение Шэ (в режиме насыщения). Типичное значение напряжения насыщения — 0,2...0,5 В. Для транзистора MOSFET необходимо вычислить напряжение:

т т    т}    (ОП    )    .

^икч =^RDS ¹п^п-

Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пуль-ного конвертора должен определить коэффициент трансформации п и габаритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:

и_н=2_УтхпиГ .

Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямительных диодах):

U_H+Uyp

wr-u^yt^’

где С/™^п— минимально возможное напряжение питания (задается в начале разработки).

К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным питанием, в качестве этого напряжения можно принять значение напряжения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.

Необходимо также определить минимальное значение коэффициента заполнения y_rain, исходя из максимального значения напряжения питания (этот параметр понадобится при определении параметров сглаживающего выходного фильтра):

_ Un ⁺ Uyp _

У min л/гтшах л \

Wn -U_m)n

Теперь можно перейти к определению габаритной мощности трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, переданной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток. В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность можно определить как сумму мощностей нагрузки и мощности, израсходованной на схему управления (если преобразователь построен

Выбор необходимого магнитопровода для трансформатора осуществляется по формуле для габаритной мощности, выведенной в разделе «Как работает трансформатор». По этой формуле мы должны определить произведение 88₀. Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочтительнее использовать тороидальные маг-нитопроводы, поскольку трансформаторы, намотанные на них, получаются наиболее компактными. Итак, габаритная мощность трансформатора, намотанного на магнитопроводе конкретных размеров:

После этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и проверить заполнение окна медью. Если коэффициент а получится более 0,5, необходимо взять магнитопровод с большим значением 8₀ и пересчитать количество витков.

Определить температуру перегрева трансформатора можно по следующей формуле:

Р„ — суммарные потери тепла (на активном сопротивлении обмотки и в магнитопроводе);

Sox.I — площадь наружной поверхности трансформатора; а — коэффициент теплоотдачи (а = 1,2 • 10^-3 Вт/см² • °С).

После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих радиаторов.

Очень важный вопрос, который рейчас необходимо рассмотреть, — это выбор схемы управления двухтактным импульсным источником. Не так давно все эти схемы приходилось проектировать на дискретных элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надежные решения. Микросборки, применяющиеся для управления однотактными схемами стабилизаторов и преобразователей, впрямую не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно иметь два парафазных выхода, управляемых одним генератором. Кроме того, микросхема должна содержать специальный узел для гарантированного ограничения у, чтобы не допустить аварийных ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополнительных входов защитного отключения. В последнее время было разработано большое количество специализированных микросхем, в которых уже есть практически все необходимые узлы.

Широко применяющаяся для управления блоками питания компьютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas Instruments, имеет отечественный аналог КР1114ЕУ1) подробно описана в доступной книге [54]. Как пример, рассмотрим не менее интересную микросхему СА1524 [53], выпускаемую фирмой Intersil. Эта микросхема содержит в своем составе цепи управления, контроля, нормально функционирует при питании от 8 до 40 В. Она может быть применена в составе любых схем стабилизаторов и преобразователей, описанных в этой книге.

Основные узлы микросхемы (рис. 14.12):

• термокомпенсированный опорный источник напряжения 5 В;

• точный RC-генератор;

• усилитель ошибки (разницы между требуемым напряжением нагрузки и реальным напряжением на выходе стабилизатора);

• компаратор схемы управления ключевыми транзисторами;

• усилитель ошибки по сигналу тока в первичной цепи;

• двухтактный выходной каскад, построенный на быстрых биполярных транзисторах;

• схема дистанционного управления включением/выключением.

Широтно-импульсное регулирование (ШИР) было рассмотрено нами в главе, посвященной чопперной схеме стабилизатора. В данном случае схема ШИР работает точно так же. Единственную особенность составляют триггер и схема логики, которые «маршрутизируют» управляющие импульсы, поочередно направляя их то на один выход (транзистор Sa), то на другой (транзистор Sb). Триггер синхронизирован тактовыми импульсами с задающего генератора. Тактовые импульсы имеют некоторую длительность, которая служит для организации защитной паузы между выключением одного силового транзистора и включением второго. Таким образом, коэффициент заполнения у_тах не может быть более 0,45 (суммарное время паузы по двум выходам составляет 10%). Время паузы (dead time) можно регу-

лировать, выбирая соответствующий номинал времязадающего конденсатора Ст. Частота работы задающего генератора определяется соотношением Ят и Ст (выбор этих элементов, показанных на рис. 14.13, осуществляется из графика, рис. 14.14). Можно заметить, что ощутимые значения времени паузы получаются при достаточно больших номиналах емкости Ст. Если элементы времязадающей цепи уже выбраны, «мертвое время» можно подрегулировать в пределах 0,5...5,0 мкс подключением конденсатора Сё к выводу 3, как показано на рис. 14.15. Величина этого конденсатора находится в пределах

100... 1000 пФ. Однако такой способ разработчики схемы рекомендуют использовать только в крайнем случае.

Еще один способ регулирования dead time заключается в ограничении величины напряжения усилителя ошибки (рис. 14.16).

Усилитель ошибки (выводы 1, 2, 9) имеет коэффициент усиления 80 dB (10000) и может быть снижен до необходимой величины включением резистора R_l между выводами 1 (2) и 9 (в зависимости от того, прямая или инвертирующая схема включения используется разработчиком импульсного источника). Частота единичного усиления усилителя ошибки у] — 3 МГц. Разработчики микросхемы отмечают, что усилитель ошибки, не охваченный цепью обратной связи, имеет так называемый полюс передаточной характеристики в точке 250 Гц

(сдвиг фаз между входным и выходным сигналом на этой частоте достигает 45 градусов). Полюс хорошо видно на графике (рис. 14.18). Это еще одна причина, по которой нельзя использовать усилитель без цепей обратной связи, показанных на рис. 14.17.

Параметры микросхемы СА1524:

• напряжение питания 8...40 В;

• максимальная частота задающего генератора — 300 кГц;

• нестабильность выходного напряжения — не более 1 %;

• температурная нестабильность — не более 2%;

• диапазон емкости Ст — 0,001—0,1 мкФ;

• диапазон сопротивления Ят— 1,8... 120 кОм;

• входное смещение усилителя ошибки — 0,5 мВ;

• входной ток усилителя ошибки — 1 мкА;

» максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов Ба и БЬ — 40 В;

• токовая защита срабатывает при превышении тока потребления микросхемы более 100 мА;

• время нарастания тока коллектора транзисторов Ба и БЬ — 0,2 мке;

» время спада тока коллектора транзисторов Ба и БЬ — 0,1 мкс.

Микросхема имеет также вход внешнего управления (вывод 10). Отключение происходит при подаче высокого уровня (номинальный ток 0,2 мА).

Мы вернемся к микросхеме СА1524 при практической разработке экспериментального пуш-пульного преобразователя, а сейчас рассмотрим появившиеся в последнее время маломощные интегрированные источники, построенные по пуш-пульной схеме. Нужда в маломощном преобразователе появляется тогда, когда необходимо полу-

чить напряжение, источник которого не имеет гальванической связи с остальной схемой. К примеру, цифровые устройства передачи информации по длинным линиям нуждаются в таких источниках. Помеха, наведенная в длинной линии, может повредить передающее и приемное устройства, поэтому линия связи развязывается с помощью согласующих трансформаторов или оптоэлектронных приборов. Активные согласующие линейные устройства требуют питания.

Второй пример использования гальванически развязанных источников гораздо ближе к тематике книги. Чуть позже мы будем рассматривать так называемый бутстрецный метод управления двухтактными каскадами. Мы увидим, что в данной схеме нужен источник, гальванически развязанный с общим проводом. В динамическом режиме эту функцию, как окажется, с успехом может выполнить конденсатор. А вот в статическом режиме без нормального источника не обойтись. Еще совсем недавно эта задача решалась с помощью дополнительной обмотки на сетевом трансформаторе, что, конечно, не способствовало уменьшению габаритов схемы. Появление миниатюрных преобразователей изящно решило эту проблему [55].

Для примера разберем устройство микросхемы DCP0115 фирмы Burr-Brown [56], функциональные узлы которой показаны на рис. 14.20, а внешний вид — на рис. 14.21. В составе микросхемы имеется высокочастотный генератор и двухтактный каскад, работающий с частотой 400 кГц. К силовому каскаду подключен миниатюрный трансформатор, который, тем не менее, позволяет получить мощность 1 Вт на нагрузке (при выходном напряжении 15В). Имеются также схема мягкого старта и схема блокировки при перегреве с возможностью восстановления после отключения. Выводы синхронизации (sync in, sync out) используются, когда микросхема работает совместно с другими импульсными источниками, имеющимися в приборе. Синхронизация позволяет избежать биения частот и снизить излучаемые радиопомехи. Микроисточник выполнен в корпусе DIP-14.

14.2. Полумостовая (half-bridge) и мостовая (full-bridge) схемы

Некоторые принципы работы полумостовой и мостовой схем мы были вынуждены, опережая события, затронуть в главе, посвященной

расчету статических и динамических потерь в транзисторах МОББЕТ и ЮВТ. Более того, проектированию преобразователей на основе двухтактных схем посвящена достаточно обширная литература, поэтому здесь мы приведем лишь необходимые сведения. Главное внимание читателя будет обращено на особенности построения и проблемы схем управления силовыми ключами, а также описаны современные способы решения этих проблем.

Для полумостового преобразователя (рис. 14.22) напряжение на нагрузке определяется по формуле, очень похожей на формулу для пуш-пульной схемы, с той лишь разницей, что «раскачка» напряжения на первичной обмотке равна половине напряжения питания:

Допускаемое напряжение «сток-исток» силового транзистора в идеальной полумостовой схеме должно быть не меньше напряжения питания. Такое же условие выбора транзистора распространяется и на идеальную мостовую схему, изображенную на рис. 14.24. Для создания надежной реальной схемы, в которой проявляются различные паразитные эффекты, лучше выбрать транзистор с запасом по напряжению не менее 150—200 В.

Максимальный ток стока: •

Мы не делаем поправку напряжения первичной цепи на падение напряжения и^,, поскольку в большинстве случаев полумостовая и мостовая схемы используются при напряжении 1/_п> 100 В, и ошибка в 1-2% вполне допустима. Убыль 1-2 В не скажется на допустимой точности расчетов.

Средняя точка емкостного делителя С§, Cg₂ совершает колебания относительно потенциала С/_п / 2, как показано нарис. 14.23, поскольку при коммутации первичной обмотки происходит их разряд. В результате пульсация на конденсаторах может превысить допустимые в технических условиях значения.

Поэтому необходимо выбрать емкость этих конденсаторов, исходя из соотношения [2]:

* шах

^С*і=^С*2 = 0,2^у,

где П. — допустимый уровень пульсаций на конденсаторах.

Полумостовой преобразователь рекомендуется использовать для сетевых источников мощностью 200...700 Вт.

Работа мостового преобразователя строится на тех же принципах с той лишь разницей, что «раскачка» напряжения первичной обмотки равна напряжению питания:

и_н = 2пуи„.

Регулировочная характеристика мостового преобразователя выглядит точно так же, как и характеристика пуш-пульной схемы. Однако максимальное напряжение между силовыми электродами транзисторов достигает одиночного уровня напряжения питания, да и первичную обмотку не нужно составлять из полуобмоток.

* ^ п I

Мостовая схема может показаться более совершенной, но рна таит в себе «подводные камни», которые нужно обязательно учесть при проектировании. Рассмотрим форму тока в первичной обмотке, изображенную на рис. 14.25. Она представляет собой последовательность двуполярных трапецеидальных импульсов с защитными паузами между ними. Из-за несимметрии положительных и отрицательных импульсов (рис. 14.26), которое может быть обусловлено разным временем коммутации транзисторов, появляется постоянный подмагни-чивающий ток, направленный в ту сторону, «вес» каких полуволн больше. Значение подмагничивающего тока вычисляется по формуле:

Подмагничивание магнитопровода постоянным током может сместить симметричный гистерезисный цикл 1 к несимметричному циклу 2, как показано на рис. 14.27. В результате магнитопровод может работать с заходом в область насыщения, что приведет к увеличению амплитуды тока стока. Поэтому в мостовой схеме последовательно с первичной обмоткой желательно включить неполярный пленочный или бумажный конденсатор С_подм (допускающий достаточно боль-

Сигнал схемы управления полумостовыми и мостовыми преобразователями так же, как и в пуш-пульном источнике питания, должен иметь защитную паузу (dead time). Ее необходимость в данном случае еще более очевидна.

Как видно из рис. 14.28, при у = 0,5 в момент подачи закрывающего импульса транзистор VT1 не успевает сразу закрыться, и тут же включается VT2. В результате через оба транзистора течет сквозной ток, который моментально выводит из строя оба транзистора. Сквозной ток подобен току короткого замыкания. Вот поэтому схема управления должна «разнести» моменты коммутации силовых ключей, как показано нарис. 14.29.

14.3. Проблема управления мощными транзисторами в двухтактных источниках питания и новые методы ее решения

Когда разработчик начинает проектировать конкретную схему импульсного источника, у него сразу же появляется множество мелких проблем, без решения которых создание работоспособной схемы немыслимо. К одной из таких первоочередных задач относится решение вопроса управления силовыми ключами. Давайте внимательно рассмотрим двухтактный каскад со стороны схемы управления.

Схема управления силовыми каскадами всегда строится так, что ее выходной сигнал (широтно-модулированные импульсы) задается относительно общего проводника схемы. Как видно из рис. 14.30, для ключевого транзистора УТ2 этого вполне достаточно — сигнал можно непосредственно подавать на затвор (базу), так как исток (эмиттер) связан с общим проводом. Но как быть с транзистором УТ1? Если транзистор УТ2 находится в закрытом состоянии, а УТ1 открыт, на истоке У'Т1 присутствует напряжение питания Ъ_п. Поэтому для управления УТ1 необходима гальванически развязанная с общим проводом схема, которая четко будет передавать импульсы схемы унравле-

ния, не внося в нее искажений. Классическое решение этой проблемы состоит во включении управляющего трансформатора Ту. Вопросам проектирования управляющих трансформаторов посвящено достаточно много книг, поэтому мы не будем рассматривать в подробностях этот метод.

Обратимся к новому способу управления силовыми транзисторными ключами, называемому бутстрепным. Собственно, способ этот был разработан достаточно давно [24], однако широкое распространение в практических конструкциях он получил после появления драйверных микросхем. Сразу отметим, что бутстрепный метод можно эффективно использовать только для транзисторов MOSFET и ЮВТ, которые требуют ничтожных затрат мощности по цепи управления.

Рассмотрим бутстрепный метод управления на основе драйверной микросхемы IR2113, выпускаемой фирмой International Rectifier (рис. 14.31). Драйвер представляет собой микросхему в стандартном корпусе (например, DIP-14). Входным сигналом служит сигнал микросхемы управления стандартной амплитуды логического уровня. На выходе драйвера имеются напряжения управления «верхним» и «нижним» силовыми транзисторами. В драйвере приняты меры по обеспечению необходимых управляющих уровней, создан эквивалент гальванической развязки, имеются дополнительные функции — вход отключения, защита от пониженного напряжения питания, фильтр коротких управляющих импульсов.

Как видно из структурной схемы, двухтактный драйвер состоит из двух независимых каналов. На входе предусмотрены формирователи импульсов, построенные на основе триггеров Шмитта. Выводы Vcc и Vdd предназначены для подключения питающего напряжения, «земляные» пшны силовой части и управляющей развязаны (выводы Vss и СОМ). В подавляющем большинстве случаев эти выводы просто соединяются вместе.

Предусмотрена также возможность раздельного питания управляющей и силовой части для согласования входных уровней с уровнями схемы управления. Вход SD — защитный. Выходные каскады построены на комплементарных полевых транзисторах и в дополнительных пояснениях не нуждаются.

Типовая схема включения драйвера приведена на рис, 14.32.

Cl и СЗ — фильтрующие конденсаторы драйвера. Необходимо располагать их как можно ближе к соответствующим выводам;

С4 — фильтрующий конденсатор силовой цепи.

С2 и VD1 — бутстрепный каскад;

R1 и R2 — затворные резисторы (об их выборе было сказано в главе, посвященной транзисторам MOSFET). Затворные резисторы, кроме того, «спасают» драйвер от неприятного явления, называемого защелкиванием. Явление защелкивания мы разберем чуть позже, в главе, посвященной электронным балластам для ламп дневного света.

При разработке схемы управления с использованием драйвера следует обратить внимание на следующие параметры:

• максимальное напряжение на выводе Vb относительно общего ' провода (Vb) — 625 В;

• максимальное напряжение на выводе Vs (Vs) — Vb-25 В;

• максимальный ток управления (/ц , /₀) — 2 А;

• время включения (t_on) — 120 нсек;

• время выключения (t₀ff) — 94 нсек;

• максимальное напряжение питания (Vcc) — 20 В;

• тепловое сопротивление «кристалл-среда» (Rja)—75 °С/Вт (DIP);

• диапазон рабочих температур кристалла (Tj)--55...150 °С.

Фирма выпускает разные типы драйверов: совмещенные верхнего и нижнего ключа, одиночные верхнего и нижнего, полумостовые, ав-тогенераторные, трехфазные.

Таблица 14.1. Параметры некоторых драйверных микросхем фирмы International Rectifier

Драйвер Тип корпуса Назначение V_s, В /J //д А не t„g, не Пауза, не

IR2117    DIP-8    ДР^вер    одиночного    _{600    ш    ]()5}

ключа    __

IR2127    DIP-8    ДР^аивеР    одиночного    _{ш    Q 2/Q 42}    150    100    _

ключа

IR2121    DIP-8    ^{ДраЙВер    НИЖНеГ}°.    600    1,0/2,0    150    150

ключа одиночный

1R2125    D1P-8    ДР^аивеР    верхнего    _{ш т    т}    ш    _

ключа одиночный    [

IR2110    DIP-14    Дрзйвер    верхнего^    ₅₍₎₍₎    т    ^

и нижнего ключей

IR2213    DIP-14    ^{Драивер    П0ЛуМ0СТ0}-    1200    1,7/2,0    280    225    —

вой схемы

IR2111    DIP-8    Драивер    полумосто-    _т    Q    g5Q    J5()    ш

вой схемы

IR2151    DIP-8    Д^раЙВеР    полумоста    _ш    __    _т

автогенераторныи

IR2155    DIP-8    ^{Драивер}    полуиостэ    _{ш    Q 2l/Q 42}    __    ₁₂₀₀

автогенераторныи

В заключение приведем методику расчета бутстрепного каскада, схема которого изображена на рис. 14.33.

Заряд, накапливаемый в бутстрепном конденсаторе С_ь, имитирует «плавающий» источник, который питает половину драйвера, относящуюся к верхнему ключу. Поскольку драйвер построен на полевых элементах, суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна и может быть пополнена, а «плавающий» источник питания в динамическом режиме заменяется конденсатором сооветствующей емкости, подзаряжающегося от источника питания драйвера.

Когда транзистор верхнего плеча проводит ток, исток транзистора верхнего плеча оказывается замкнутым на общий провод, бутстрепный диод открывается и заряжает конденсатор С_ъ (рис. 14.35). Когда транзистор нижнего плеча закрывается и начинает открываться верхний, диод оказывается подпертым, и схема управления питается исключительно разрядным током С_ь, что видно из рис. 14. 36. Таким образом, бутстрепный конденсатор постояйно «гуляет» между общим проводом и проводом силового питания.

Полученное значение бутстрепной емкости является минимальным. Чтобы минимизировать риск от ненадежной работы схемы, разработчики рекомендуют умножить полученный результат на коэффициент 15.

Бутстрепный диод должен выдерживать обратное напряжение не менее, чем (1/_н + У_сс). Кроме того, он должен иметь возможно малый обратный ток и хорошие характеристики обратного восстановления. Рекомендуемое время обратного восстановления не должно превышать 100 нсек.

Практическое знакомство с двухтактными схемами лучше всего начинать с низковольтного импульсного преобразователя. Опыт автора говорит о том, что необходимо досконально изучить эту схему, тщательно изготовить опытный образец, с помощью осциллографа проверить все режимы и только потом браться за разработку полумос-тового или мостового сетевого преобразователя. Как правило, если разработчик уже знаком со всеми премудростями двухфазного преобразователя, он без труда перенесет свой опыт на полумост или мост.

Для экспериментального повторения читателям предлагается преобразователь, который можно использовать, например, для питания от автомобильного аккумулятора портативного компьютера. Как известно, напряжение питания такого рода техники должно поддерживаться достаточно стабильно. В то же время в автомобиле могут появляться броски напряжения бортовой сети: в момент включения зажигания происходит «провал» питания, в момент резкого нажатия на педаль газа — бросок напряжения. Лучшим выходом здесь видится использование пуш-пульной схемы с широтно-импульсным регулированием и быстродействующей обратной связью. Обязательная гальваническая развязка обеспечивается автоматически, кроме того,. габариты источника получаются весьма небольшими.

Вначале задаемся максимальным и минимальным напряжением бортовой сети:

и™^т = 10 В ; £Г^ах = 14В.

Для управления используем рассмотренную выше микросхему СА1524, а в качестве силовых элементов применим транзисторы МОБЕЕТ. Классический вариант построения пуш-пульного преобразователя на биполярных транзисторах в данном случае мог бы оказаться проще, поскольку управлять ими можно непосредственно с выходов микросхемы. Однако динамические потери на полевых транзисторах значительно меньше, более того, отсутствие времени рассасывания неосновных носителей позволяет получить выигрыш в значении максимального коэффициента заполнения. Поэтому старая истина «за все хорошее надо платить» и здесь напоминает о себе.

При разработке фли-бак конвертора мы получали сигнал обратной связи с дополнительной обмотки трансформатора. К сожалению, этот

нехитрый способ стабилизации годится только для таких нагрузок, которые не требуют высокостабильного питающего напряжения. Чтобы получить высокие характеристики стабильности и быструю реакцию на изменение характера нагрузки, нужно получать сигнал обратной связи непосредственно с контактов, питающих эту нагрузку. Мало того, нужно обеспечить гальваническую развязку по цепи обратной связи.

Единственный доступный способ, который сравнительно легко и надежно позволит обеспечить указанные условия, — оптическая развязка. Она позволяет ввести гальваническую изоляцию и достаточно точно отслеживать состояние напряжения на нагрузке.

Иногда разработчика может не удовлетворить линейность передачи сигнала обратной связи. Такой случай, кстати, может встретиться при проектировании высокоточных мощных следящих систем регулирования тока. Поэтому в таких системах применяется гальванически развязанные датчики тока, основанные на эффекте Холла, или более древние магнитные усилители. Датчик тока с элементом Холла представляет небольшую коробочку с отверстием посредине, через которую проматывается нужное количество витков силового провода нагрузки. Выход датчика тока — нормированное сопротивление, напряжение на котором пропорционально току нагрузки. Такие датчики выпускаются многими зарубежными фирмами и недешевы по стоимости. Второй путь повышения точности передачи сигнала обратной связи — использование операционных усилителей с гальванической изоляцией. Постоянное напряжение преобразуется в таком усилителе в переменное достаточно высокой частоты (сотни килогерц), передается через развязывающий трансформатор и детектируется на выходе. Предложение прецизионных операционных усилителей с гальванической развязкой невелико, да и стоят они дорого. Поэтому использование данных методов гальванической развязки сигнала обратной связи должно быть продиктовано исключительно необходимостью. В типовых источниках питания лучшим является оптоэлектронный способ гальванической развязки сигнала обратной связи.

Для данной конструкции мы используем транзисторную оптопару 4К25 [67], выпускаемую многими зарубежными фирмами. Оптопара, условное обозначение и расположение выводов которой показаны на рис. 14.37 и 14.38, имеет следующие основные параметры:

• максимальное обратное напряжение светоизлучающего диода (Vr) — 5 В;

• максимальный постоянный ток диода (if) — 60 мА;

• максимальный импульсный ток светодиода (i_fsm) — ЗА;

• максимальная температура кристалла (Tj) — 125 °С;

• максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» (V_ceo) — 30 В;

• максимальный импульсный ток коллектора (i_cm) — 100 мА;

• максимальный постоянный ток коллектора (i_c) — 50 мА;

• напряжение изоляции (У;₀) — 3,75 кВ.

Оптопара выпускается в стандартном корпусе В1Р-6.

Из графиков рис. 14.39 и 14.40 хорошо видно, что для светодиода в области тока 0,1... 10 мА зависимость между ^ и ц практически линейна.

В качестве прецизионного датчика напряжения нагрузки до недавнего времени использовались операционные усилители, охваченные частотнозависимыми обратными связями. Однако в последнее время появился более компактный способ отслеживания напряжения на нагрузке. Заключается он в использовании трехвыводного опорного регулируемого стабилизатора VD1 типа TL431 (programmable shunt regulator). Этот стабилизатор проще назвать управляемым стабилитроном, напряжение стабилизации которого меняется в зависимости от того, какое напряжение подано на управляющий электрод. Выпускается управляемый стабилитрон многими зарубежными фирмами [66], [64]. Функциональная схема управляемого стабилитрона показана на рис. 14.41, а условное обозначение — на рис. 14.42.

Основные электрические параметры программируемого стабилитрона:

• максимальное напряжение «катод-анод» (Уь) — 37 В;

• максимальный ток катода (ц_а) — 150 мА;

• минимальное напряжение стабилизации (У_ге{ = У_ка) — 2,5 В.

Каким образом осуществляется получение сигнала обратной связи с помощью программируемого стабилитрона? Предположим, что на рис. 14.43 Т?2 ^{= и} меняется с 5 до 10 В. Поскольку резисторы являются делителем напряжения и_н, через оптронный светодиод в номинальном режиме будет протекать совершенно конкретный ток, определяемый падением напряжения на светодиоде и токоограничительном резисторе Ш. В номинальном режиме напряжение питания

цепи светодиода составляет 2,5 В. Изменение напряжения на нагрузке в 2 раза приведет к тому, что напряжение питания светодиодной цепи возрастет до 5 вольт, увеличится ток через светодиод, транзистор оптопары приоткроется и схема управления получит информацию об изменении напряжения нагрузки.

Для управления полевыми транзисторами нам понадобится драйвер. В качестве драйвера можно использовать упомянутую нами микросхему IR2121. В данной же схеме автором была применена микросхема МАХ4429, производимая фирмой MAXIM [65]. Микросхема выпускается в корпусе DIP-8 и имеет следующие характеристики:

• напряжение питания (V_Dd) — 4,5...18 В;

• напряжение «логической единицы» по входу (Vie) — 2,4 В;

• напряжение «логического нуля» по входу (Vil) — 0,8 В;

• максимальный выходной ток (i_out) — 6 А;

• время включения (t_r) — 25 нсек;

• время выключения (t_f) — 25 нсек.

Наконец, последний элемент, параметры которого следует привести, — это ключевой MOSFET транзистор BUZ10:

• максимальный постоянный ток стока (in) — 29 А;

• максимальный импульсный ток стока (iopuis) — 116 А;

• максимальное напряжение на затворе (Vgs) — ±20 В;

• максимальная рассеиваемая мощность (Р) — 100 Вт;

• диапазон рабочих температур кристалла (Tj)--55...+175 °С;

• тепловое сопротивление «кристалл-среда» (Rj_c)— 1,5 °С/Вт;

• тепловое сопротивление «кристалл-среда» (R_ja) — 75 °С/Вт;

• максимальное напряжение «сток-исток» (V_Ds) — 50 В;

«• сопротивление «сток-исток» (R^s) — 0,06 Ом;

• заряд затвора (Qg) — 35 нКул;

• заряд восстановления оппозитного диода (Qn-) — 120 нКул;

• время восстановления оппозитного диода (t^) — 60 нсек.

Далее необходимо произвести расчет силового трансформатора. Определяем приближенное значение коэффициента трансформации:

7    С

Выбираем кольцевой магнитопровод К28х16х9 из феррита 2000НМ с основными размерами:

8д — 201 мм²;

/₀ — 65,6 мм;

У_с — 3453 мм²;

Б — 52,6 мм².

Дня данного магнитопровода:

= 1,05 см⁴.

Определяем число витков первичной полуобмотки:

0,45(10-0,18)    „    '

ил =-    =    11 витков.

40 • 10 • 0,2-52,6-10

Число витков вторичной полуобмотки:

4*2 — 11 - 0,623 = 7 витков.

Исходя из условия плотности тока j- 5 А/мм², диаметр провода первичной обмотки составляет не менее 0,8 мм, вторичная наматывается таким же проводом, но скрученным вдвое.

Коэффициент заполнения окна медью:

0,6-22 • 2 • 0,6 -11

= 0,26.

201

Тепловые потери в первичной обмотке:

_л    °-⁸;^0Дб    ,.<138В,.

Упр$п_Р    5,58-10 • 0,6-10

Тепловые потери во вторичной обмотке:

р    т²    0,4-0,36    ол

Р₂ =--—г_н =-=-т    =    0,22    Вт.

У прйпр    5,58-10⁷-1,2-10-⁶

Потери в магнитопроводе на вихревые токи:

Р„ = 10,5 • КГ* • 0,34 • 40 • 10³ = 0,15 Вт.

Выбираем номиналы элементов схемы управления (по соответствующим графикам):

Я_т = 2,2 кОм; С_т = 0,022 мкФ.

Конденсаторы С9 и СЮ — это так называемые демпфирующие элементы. Дело в том, что вторичная обмотка образует с проходными емкостями диодов в моменты переключения силовых транзисторов периодическое колебательное звено, которое рождает выбросы напряжения. Эти выбросы не слишком опасны для выпрямительных диодов, но могут стать источником радиопомех. Поэтому рекомендуется демпфировать эти колебания небольшими дополнительными емкостями. Иногда может встретиться цепочка, где последовательно с конденсатором включен резистор 10...30 Ом.

Тепловой расчет силовых элементов показал, что для выпрямительных диодов и ключевых транзисторов нужно изготовить пластины радиаторов с размерами 30x20x5 мм.

Преобразователь выполнен на печатной плате из фольгированно-го стеклотекстолита, показанной на рис. 14.45. На силовые дорожки дополнительно рекомендуется напаять луженые медные проводники

Рис. 14.45. Печатная плата экспериментального пупг-пульного преобразователя