Даже начинающие радиолюбители знают, что большинство операционных усилителей требуют двуполярного питающего напряжения. Можно, конечно, задать «среднюю точку» резистивным делителем и эксплуатировать ОУ на однополярном питании. Однако это не всегда подходит разработчику. Поэтому обычно в конструкции прибора предусматривается двуполярный источник с напряжением ±15 В для питания ОУ. Но бывают случаи, когда в наличии имеется только однополярное питание (например, +15 В). Радиолюбители, использующие корпуса отслуживших приборов, сталкиваются с такой проблемой частенько. Иногда приходится туго и профессиональному разработчику при конструировании малогабаритной аппаратуры, когда из-за каких-нибудь 20—30 мА, потребляемых от источника -15 В, приходится разрабатывать нестандартный сетевой трансформатор.

В подобных ситуациях выручает импульсная инвертирующая схема стабилизатора (рис. 11.1). По устройству она напоминает бус-

терную, но работает иначе. Забегая вперед, отметим, что ее регулировочная характеристика также отличается от регулировочной характеристики бустерного стабилизатора. Цикл работы инвертирующего стабилизатора состоит из двух этапов: фазы накачки энергии и фазы передачи ее в нагрузку.

В этой фазе, которая изображена на рис. 11.2, ключ Кл замкнут, диод УЦ заперт напряжением и„, ток заряда дросселя і., нарастает по линейному закону

При размыкании ключа Кл зарядный ток через ключ обрывается. Однако, благодаря явлению самоиндукции, дроссель стремится поддержать значение тока через свою обмотку, поэтому ток I замыкается через нагрузку и через открывшийся диод УБ. Ток разряда спадает линейно по закону:

Приравняв значения зарядного и разрядного токов в точке перехода, можно получить регулировочную характеристику инвертирующего стабилизатора:

При у < 0,5 инвертирующая схема работает с понижением напряжения, при у > 0,5 — с повышением. В большинстве же случаев инвертирующая схема работает с у = 0,5, то есть выходное напряжение по величине равно входному.

Исходя из условия равенства выходного напряжения входному:

Выпускаемая мировой промышленностью номенклатура микросхем управления инвертирующими стабилизаторами очень широка.

Ведущими фирмами-производителями являются уже известные читателю фирмы MAXIM, Motorola, Dallas semiconductor, Siemens и многие другие. Требования к конструктивным и электрическим параметрам элементов схем инвертирующих стабилизаторов аналогичны требованиям к элементам бустерных преобразователей.

Примером достаточно надежной и простой схемы инвертирующего преобразователя может служить микросхема МС34166 фирмы Motorola, пример включения которой представлен на рис. 11.4.

Следует заметить, что эта микросхема универсальна — она может с одинаковым успехом работать и в чопперном, и в бустерном включении. Важно лишь правильно подключить соответствующие выводы. Вообще многие фирмы стремятся к универсализации выпускаемых микросхем, поэтому такие варианты могут встретиться разработчику достаточно часто.

Импульсные корректоры коэффициента мощности

Проблема наиболее полного и качественного использования электроэнергии была актуальной во все времена, но сегодня она стала еще более острой, так как почти все современные электронные приборы оснащаются импульсными источниками электропитания. Как оказалось, это не слишком удачная нагрузка для питающей сети. Недавно принятый международный стандарт МЭК1ЕС 1000-3-2 ставит производителей электронной техники, питаемой от сети переменного тока, в очень жесткие условия. Согласно этому стандарту, коэффициент мощности работающей аппаратуры должен приближаться к единице для всех потребителей мощностью более 300 Вт. Невыполнение требований стандарта влечет за собой не только отсутствие конкурентоспособности изделия, но в ряде случаев и невозможность вообще продавать свою продукцию на мировом рынке. Действующие отечественные стандарты пока относятся к качеству потребляемой энергии значительно более лояльно. Проблема повышения коэффициента мощности, как правило, не возникает у радиолюбителей, поскольку любительские конструкции не сертифицируются государственными органами. Однако если у радиолюбителя возникнет желание изготовить экономичный электронный балласт для люминесцентной лампы (о том, как это сделать, мы расскажем позже), он обязательно должен будет сделать блок, «ответственный» за качество потребляемой из сети энергии. В первую же очередь знакомство с методами повышения коэффициента мощности будет полезно профессиональному разработчику импульсной техники, поскольку проблема качества потребляемой энергии может встать перед отечественными производителями электронной техники весьма скоро.

Давайте разберемся, что же такое коэффициент мощности? Рассмотрим простейшую 1Л-цепочку, подключенную к сети переменного тока.

В цепи, изображенной нарис. 12.1, имеются три прибора: амперметр (А), вольтметр (V) и ваттметр (Р). Приборы измеряют действующие значения электрических величин.

называется коэффициентом мощности, потребляемой из сети. Для синусоидальной формы напряжения, приложенной к активно-реактивной цепи (то есть цепи, состоящей из резисторов и реактивных элементов — дросселей и конденсаторов) можно определить по формуле:

Графически эту картину можно изобразить так, как показано на рис. 12.2.

Если в сеть включена чисто активная нагрузка (например, электронагреватель). сдвига фаз между напряжением и током не будет. В этом случае коэффициент мощности равен единице. Но как только появляются реактивные элементы, коэффициент мощности снижается.

Теперь выясним, как обстоит дело с коэффициентом мощности в импульсных источниках питания, у которых на входе стоит емкостной сглаживающий фильтр. Для простоты рассмотрим однополупери-одную схему выпрямления (рис. 12.3).

В это время течет зарядный ток Из графика на рис. 12.4 хорошо видно, что форма тока, потребляемого из сети, носит характер коротких импульсов. Коэффициент мощности такой схемы обычно не

превышает 0,5...0,7. Задача корректора коэффициента мощности.....

сделать форму потребляемого тока близкой к той, которая наблюдается при включении активной нагрузки такой же мощности.

Разработаны и давно применяются пассивные корректоры, основанные на компенсации фаз особым включением емкостных и инду*' тивных элементов, которые «разворачивают» фазу тока. Пассивные

схемы широко применяются в изделиях с ярко выраженной индуктивной составляющей — балластах люминесцентных ламп, электрических двигателях. Они достаточно хорошо описаны в литературе, выполняются из малого количества элементов. К недостаткам пассивных корректоров следует отнести их зависимость от параметров нагрузки, и, следовательно, невозможность подключать к одной и той же схеме разных потребителей.

Пассивные корректоры не имеют отношения к теме данной книги, поэтому их описание и методика расчета не приводятся. Интерес для нас представляют импульсные устройства, с помощью которых можно, во-первых, повысить коэффициент мощности, к, во-вторых, поддерживать его на этом уровне независимо от параметров нагрузки. . Выпуск данных устройств сегодня осваивает все большее количество зарубежных фирм, и они стремительно завоевывают рынок электронной продукции.

Рассмотрим блок-схему простейшего типового корректора коэффициента мощности, приведенную на рис. 12.5, в котором дополнительно осуществляется стабилизация выходного напряжения. Идея импульсной коррекции состоит в следующем. Низкочастотный емкостной фильтр заменяется на высоковольтную бустерную схему стабилизатора, с выхода которой питается нагрузка. Однако бустерная схема в данном случае работает несколько иначе. Входное напряжение И_вх, выпрямленное диодным мостом, представляет собой однополярные половинки синусоиды (линия I на рис. 12.6). Это напряжение понижается датчиком входного напряжения (ДВН) до необходимой ве-

Рис. 12.5. Типовая блок-схема электронного корректора коэффициента мощности

Рис. 12.6. График отражающий процессы, происходящие в импульсных корректорах коэффициента мощности

личины (линия 2 на рис. 12.6). В начальный момент времени включается транзистор УТ, и ток в индуктивности Ь начинает линейно нарастать. Это нарастание фиксируется датчиком тока (ДТ) и преобразуется в выходное напряжение (линия 3 на рис. 12.6). Индуктивность Ь выбирается таким образом, чтобы нарастание тока (и соответственно — нарастание тока в датчике тока ДТ) происходило значительно быстрее нарастания входного напряжения 11_вх Когда напряжение 11_дт сравнивается с напряжением Ц,_н, управляющий каскад закрывает транзистор УТ, и ток в цепи (теперь ток протекает исключительно через цепь УИ, Сф, и_п) падает по линейному закону до нуля. Момент падения тока до нуля служит сигналом для управляющего каскада на открытие транзистора УТ, и процесс повторяется. Видно, что огибающая мгновенных значений токов (г\,_гн, г'_Д(гн,...) повторяет по форме входное напряжение,а среднее значение тока 1_ср становится очень похожим на форму тока в активной нагрузке. Таким образом, фактически потребляемый ток носит характер постоянно следующих коротких импульсов переменной амплитуды.

Этот несложный метод коррекции коэффициента мощности имеет и некоторые недостатки. Если входное напряжение 11_вх будет меняться, будет меняться и средний ток через нагрузку (поскольку будут меняться мгновенные значения импульсов тока). Изменение сопротивления нагрузки также будет менять выходное напряжение, так как разряд индуктивного элемента Т в этом случае будет происходить медленнее или быстрее. «Плавающее» напряжение на выходе корректора потребует от разработчика импульсной схемы дополнительных мер по стабилизации напряжения на нагрузке (источнике питания ИП). Поэтому все современные активные корректоры снабжаются дополнительными узлами стабилизации напряжения нагрузки.

Изображенные на блок-схеме датчик напряжения нагрузки (ДНИ) вместе с усилителем ошибки (УО) являются системой, отслеживающей выходное напряжение корректора. С выхода датчика снимается напряжение и_днн. Умножитель (УН) перемножает сигналы 11_днн и 11_двн. Полученный сигнал управляет транзистором УТ. Таким образом, в Данной схеме можно «сдвигать» порог переключения транзистора УТ, поддерживая постоянное напряжение на нагрузке. Ясно, что в структуре современного блока питания появляется еще одна микросхема, что, конечно, не способствует уменьшению габаритов источника питания. Поэтому появились совмещенные микросхемы, в которых одна часть управляет корректором, а вторая — импульсным источником (ML4819, К1033ЕУ6).

В рамках этой книги мы не предусматриваем изготовление опытного образца корректора. Профессиональный разработчик при необходимости может обратиться, например, к [4], где подробно рассмотрены наиболее известные микросхемы МС33261, МС34261, МС34262, МС33368 производства фирмы Motorola. Некоторые фрагментарные теоретические сведения можно почепнуть из [20] и [23]. Чуть позже мы рассмотрим оригинальную схему корректора, выполненного на базе микросхемы TOP202YAI фирмы Power Integration, а сейчас получим основные расчетные соотношения, которые позволят пытливому читателю самостоятельно рассчитать корректор, выполненный практически на любой специализированной микросхеме.

Еще раз вспомним, что корректор коэффициента мощности представляет собой бустерный преобразователь, работающий в режиме, пограничном с режимом разрывных токов. Следовательно, для пикового значения тока дросселя мы можем записать:

Когда мы рассматривали бустерную схему преобразователя, нам было ясно, что такое частота переключения/и какими параметрами схемы она определяется. Корректор же работает в режиме автогенерации с изменяющейся частотой и скважностью управляющих сигналов. Поэтому в качестве опорной частоты мы вынуждены принять среднюю частоту, которая указывается как рекомендуемая для расчетов в технических условиях на управляющую микросхему.

Примером удачного и простого в реализации корректора может служить микросхема ТОР202УАІ. В сопроводительной документации [35] приводится несколько типовых схем включения, одна из которых состоит всего из 17 элементов. Кроме того, авторами схемы разработана достаточно простая методика проектирования корректора, которую мы приводим ниже. Конечно, она базируется на только что выведенных соотношениях, но гораздо удобнее для рабочего проектирования.

• максимальное действующее входное напряжение (Цсети) — 265 В;

• средняя частота преобразования (/) — 100 кГц;

По семейству графиков (рис. 12.8—12.9), отражающих зависимость индуктивности П от выходной мощности (Р_н), рассчитанных для разных значений И_п и £/_н, выбираем требуемое максимальное значение индуктивности.

Номинальное значение индуктивности определяется из соотношения:

где ТОЬ — технологический разброс параметров индуктивных элементов при их изготовлении (типичное значение 10%).

Величину резистора Ш (датчик выпрямленного напряжения) выбираем из трафика на рис. 12.10.

Рис. 12.8. График расчета величины индуктивности для входного напряжения 277 В

Рис. 12.9. График расчета величины индуктивности для входного напряжения 230 В

СИ

сиЪ

ifi

І!

га о

I CL

? ^Е 5 о

щ ° 5 £

ша

300

200

100

		'	V	ч	277	В, А
2	30	3, А(	Л	__”•

i/L.	110	В, А	с
i/L.	110	В, А

350

5 00

DC Output Voltage (В) Постоянное выходное напряжение

Рис. 12.10. График выбора резистора 111 для схемы рис. 12.7

На этом наше знакомство с корректорами коэффициента мощности можно и завершить. Мы еще раз упомянем корректоры в разговоре об электронных балластах люминесцентных осветительных ламп.

До сих пор мы рассматривали схемы стабилизаторов, не требующие гальванической развязки от питающей сети. Обычно напряжение, которым питаются чонперные и бустерные стабилизаторы, поступает с автономных источников (батареи, аккумуляторы), либо с вторичных обмоток сетевых трансформаторов, естественно, имеющих значительные габариты. Разработчикам электронной техники давно хотелось заменить этот громоздкий элемент. Появление импульсных схем открыло широкие возможности для снижения массы и габаритов источников питания. Казалось бы, теперь нужно только спроектировать чопперную схему на сетевое напряжение и, управляя коэффициентом заполнения, получать напряжение питания радиоаппаратуры... Увы, заменить низкочастотный сетевой трансформатор чопперной схемой напрямую нельзя.

Одно из решающих обстоятельств, вынудивших разработчиков искать иные пути, — это отсутствие электробезопасности конструкции. В самом деле, радиоэлектронные приборы принято проектировать так, что проводник схемы, называемый «общим» (земляным), всегда подключается к шасси прибора, выполненного из металла. Нередко корпус прибора также не изолируется от шасси. С другой стороны, водопроводные трубы и батареи центрального отопления принято «заземлять», то есть подключать к ним заземленную нейтраль трехфазной сети [71]. Один из контактов сетевой однофазной розетки всегда «нулевой», другой — всегда «фазный», Человек, дотронувшийся

Чтобы не возникало таких опасных для жизни и здоровья человека ситуаций, цепи прибора и питающей сети должны быть гальванически развязаны, то есть не иметь общих проводников. Единственно возможный выход в этом случае — использование трансформатора с независимыми первичной и вторичными обмотками.

Из главы, посвященной основам работы трансформаторов, мы помним, что с повышением рабочей частоты габаритная мощность трансформатора увеличивается, а это значит, что при сохранении мощности можно, повысив частоту преобразования, существенно снизить габаритные размеры фане форматора. Типовая схема преобразователя с гальванической развязкой цепей показана на рис. 13.2.

Переменное сетевое напряжение частотой 50 Гц выпрямляется и сглаживается выпрямителем-фильтром (ВФ1). Затем постоянное напряжение с помощью инвертора (И) преобразуется в импульсное переменное напряжение повышенной частоты. Импульсный трансформатор (Тр) преобразует это напряжение в необходимое для питания радиоаппаратуры значение. Выпрямитель-фильтр (ВФ2) сглаживает пульсации и питает нагрузку R_H.

Схемы выпрямителей и сглаживающих фильтров хорошо известны даже начинающим радиолюбителям, поэтому мы не будем подробно о них рассказывать, лишь упомянем в соответствующих местах некоторые особенности. Чуть подробнее расскажем о работе выпрямителя ВФ2 в условиях повышенной частоты. Наше внимание будет приковано в основном к схемотехнике инверторов, поскольку именно они определяют режим и надежность работы схемы.

Рассказ о схемотехнике инверторов мы откроем рассмотрением так называемых однотактных схем. Однотактными они называются потому, что электрическая энергия передается на выход преобразователя в течение одной части периода преобразования. Если энергия передается в тот момент, когда силовой ключ замкнут, такой преобразователь называют прямоходовым (forward). Если же энергия передается, когда ключ разомкнут — преобразователь называют обратноходовым (flyback).

Прямоходовую схему (рис. 13.3) мы упомянем вкратце. Цикл ее работы состоит из двух частей: передачи энергии (фаза 1) и холостого хода (фаза 2). В фазе 1 ток г, индуцирует ток /₂ во вторичной обмотке трансформатора Тр. Поскольку диод VD в этом случае оказывается включенным в прямом направлении (следите за фазировкой обмоток!), ток г₂ заряжает емкость С_ф. При размыкании ключа Кл самоиндукция «переворачивает» полярность на выводах трансформатора, диод VD блокируется, ток нагрузки поддерживается исключительно за счет разряда емкости С..

Данная схема имеет несколько существенных недостатков. Во-первых, работа с однополярными токами в обмотках трансформатора требует мер по снижению одностороннего намагничения сердечника. Во-вторых, при размыкании ключа энергия, накопленная в индуктивности намагничения трансформатора, не может «разрядиться» самостоятельно, поскольку все выводы трансформатора «повисают в воздухе». В этом случае возникает индуктивный выброс — повышение напряжения на силовых электродах ключевого транзистора, что может привести к его пробою. В-третьих, короткое замыкание выходных клемм преобразователя обязательно выведет силовую часть из строя, следовательно, требуются тщательные меры по защите от КЗ.

Недостаток, связанный с намагничением сердечника однополярными токами, присущ всем однотактным схемам, и с ним успешно бо-рятся введением немагнитного зазора. Для борьбы с перенапряжениями используется дополнительная обмотка, «разряжающая» индуктивный элемент в фазе холостого хода током г₃, как показано нарис. 13.4.

Источники силового электропитания с дополнительной разрядной обмоткой встречаются на практике редко, поэтому в нашей книге мы не будем рассматривать их подробно, а уж тем более предлагать изготовить экспериментальную конструкцию. Гораздо более интересны с практической точки зрения обратноходовые фли-бак преобразователи. Подавляющее большинство современных телевизоров и видеомагнитофонов оснащено такими преобразователями сетевого напряжения. Разработано множество микросхем управления фли-бак кон-

верторами. Существуют как микросборки, использующие внешний силовой транзистор, так и включающие силовой элемент в свой состав, что сокращает габариты преобразователя. Отечественные цветные телевизоры второго поколения, появившиеся в середине 80-х годов, уже имели достаточно надежные фли-бак конверторы, построенные на дискретных элементах. Автор обращает на этот факт внимание тех, кто занимается ремонтом и модернизацией бытовой радиоаппаратуры. Знание основных принципов работы таких преобразователей поможет быстро отыскать неисправность, восстановить трансформатор с неизвестным типономиналом, подобрать микросхему управления и грамотно заменить другие вышедшие из строя элементы, а то и заменить устаревший БП полностью.

Удачные и недорогие сетевые фли-бак преобразователи мощностью 100—200 Вт могут быть успешно спроектированы даже начинающими разработчиками импульсной техники. Эти преобразователи надежны в работе, не боятся короткого замыкания на выходе, схемотехнически просты.

Обратноходовая схема (рис. 13.5) очень похожа на прямоходовую с той лишь разницей, что «начала» и «концы» вторичных обмоток трансформатора Тр включены наоборот (с обратной фазировкой). В данном случае фаза накопления энергии и фаза передачи ее в нагрузку разделены во времени, поэтому, по большому счету, электротехническое изделие Тр нельзя называть трансформатором. Это скорее двухобмоточный накопительный дроссель. Но, по устоявшейся терминологии, мы будем все же называть элемент Тр трансформатором. Как будет показано далее, этот дроссель все же имеет коэффициент трансформации, что роднит его с названным электротехническим изделием.

Мы видим, что в процессе работы конвертора токи трансформатора нарастают и спадают линейно. Чтобы обеспечить требуемые значения тока и напряжения на нагрузке, необходимо связать процессы, происходящие в первичной цепи, с реакцией на них вторичной цепи. Автор считает, что читателю, желающему разобраться с фли-бак схемой, необходимо вникнуть в ход дальнейших рассуждений, поскольку пара-тройка формул, приводимых в книгах, не позволяет хорошенько прочувствовать физику процессов, сводя все к механическому расчету. Спроектировать хороший импульсный источник, обладая столь скудной информацией, трудно. Итак, начнем.

Для удобства изобразим токи первичной и вторичной цепей на соседних графиках (рис. 13.6).

Рис. 13.6. Графики формы тока в первичной и вторичной обмотках

Вначале рассмотрим процессы во вторичной цепи, поскольку в конечном итоге нас интересуют напряжение и ток нагрузки. При достаточно большой величине емкости Сф, обеспечивающей качественную фильтрацию постоянной составляющей:

где Г, — время, в течение которого происходит «накачка» энергии в индуктивный элемент;

Чтобы связать токи /₇ и 1₂, давайте предположим, что вся энергия, накопленная в первой фазе, переходит в нагрузку в фазе 2 (индуктивный элемент полностью передает свою энергию). Математически это значит, что:

Поскольку конструктивные параметры сердечника не меняются, мы можем записать:

Проанализируем эту очень важную формулу. Мы видим, что при неизменном сопротивлении нагрузки и питающем напряжении, а также частоте преобразования, индуктивности первичной обмотки и постоянстве коэффициента трансформации максимум напряжения на нагрузке получаем при у = 0,5. Практически это означает, что, задав время заряда Г, либо близким к нулю, либо близким к периоду коммутации Т, мы так или иначе получим близкое к нулю напряжение на нагрузке. На первый взгляд, нет никакой разницы, если регулирование напряжения будет осуществляться изменением коэффициента заполнения у на интервале [0„.0,5] или [0,5...1,0]. Однако практически для силовой части преобразователя более предпочтителен первый режим. Почему? Об этом — следующий раздел.

Пусть индуктивность первичной обмотки трансформатора Е выбрана такой, что при у = 0,5 происходит ее полный разряд на нагрузку. Если мы уменьшим коэффициент заполнения, ток вторичной обмотки трансформатора станет прерывистым на протяжении фазы разряда, как показано на рис. 13.7. В разделе, посвященном чопперной схеме, мы говорили, что прерывистый ток в индуктивном элементе нежелателен. Действительно, для чоппера это очень важно, поскольку дроссель выполняет роль фильтра. Но во фли-бак схеме ток вторичной обмотки все равно прерывается в фазе заряда, к тому же здесь трансформатор является знергонакопительяым элементом.

Представим, что мы увеличили у более 0,5. Теперь трансформатор не будет успевать полностью разряжаться на нагрузку. Форма тока в первичной и вторичной обмотках будет такой, как показано на рис. 13.8. Мы видим, что появляется постоянная составляющая, «переходящая» из одной обмотки транефюрматора в другую. В момент начала заряда первичной обмотки трансформатора эта «переходящая» составляющая отражается как резкий скачок тока в первичной обмотке (рис. 13.9). Читатель мохсет сказать: «Ну и хорошо, что появилась постоянная составляющая! Она увеличит напряжение на нагрузке». К сожалению, в этом случае, напротив, происходит убыль тока в силу появления в формуле произведения у (1 -у). Физически это означает, что добавляя постоянную составляющую, которая не успевает «переходить» в нагрузку, мы, тем не менее, укорачиваем время разряда ф. При проектировании фли-бак конвертора следует стремиться, чтобы при

Если мы увеличим сопротивление нагрузки, то (поскольку все величины, стоящие в правой части равенства, остаются неизменными) должно увеличиться напряжение на нагрузке. Если в схеме присутствует блок стабилизации, он «отработает» этот скачок уменьшением у, возвратив значение напряжения на нагрузке к требуемой величине.

Читатель может заметить интересную особенность фли-бак конвертора — если увеличить сопротивление нагрузки в десятки раз по сравнению с номинальной (по сути, вообще отключить нагрузку), напряжение может «подпрыгнуть» выше напряжения питания! В действительности это не так. Увеличивая сопротивление нагрузки при неизменном коэффициенте заполнения, мы заставляем появиться в маг-нитопроводе «невозвращаемой» составляющей, которая будет тем

Проектирование трансформатора для фли-бак конвертора

Для фли-бак конвертора подойдет трансформатор, выполненный либо на базе ферритовых броневых чашек (мощность не более единиц Ватт), либо Ш-образных магнитопроводов (десятки-сотни Ватт в нагрузке). Основы расчета таких индуктивных элементов мы уже рас-

Минимальный объем мапштопровода можно определить, исходя из допустимой температуры перегрева. Однако, как правило, реальный объем магнитопровода оказывается на порядок больше, поскольку мы ограничены также размером окна.

Подробный расчет трансформатора и рекомендации по его изготовлению будут приведены в разделе, посвященном экспериментальной конструкции фли-бак преобразователя.

Защита силового транзистора от потенциального пробоя

В промышленных схемах фли-бак конверторов [30] силовая часть схемы всегда содержит элементы, назначение которых с первого взгляда не понятно. Типичные цепочки показаны на рис. 13.11—13.14. Они могут встретиться как по отдельности, так и в сочетании. Наиболее распространена цепочка К, С, УБ, изображенная на рис. 13.11. Она носит название фиксирующей цепочки. Анализ многочисленных схем источников питания, проведенный автором, показал, что очень часто в практически идентичных схемах, но относящихся к разным фирмам-разработчикам, номиналы резистора К и конденсатора С могут отличаться на порядок. Обе схемы, тем не менее, используются в серийных изделиях и надежно работают. Но вопрос выбора элементов фиксирующей цепи все же остается неясным.

Зачем вообще введены эти элементы в схему? Каковы критерии их выбора? Многочисленная литература, просмотренная автором в поисках ответа на эти вопросы, отличается широким плюрализмом мнений и подходов. Очень часто авторы рисуют только качественную картину, не доводя этот анализ до расчетных соотношений. Поэтому автор этой книги был вынужден разработать собственный метод расчета фиксирующих элементов и поставить несколько экспериментов по его проверке. Проведенные исследования показали правильность предположений, поэтому автор спешит поделиться результатами своего исследования с читателем.

Итак, стремление индуктивного элемента сохранить величину тока через себя, как мы уже знаем, создает выброс напряжения на его выводах. Это напряжение (ПД складывается с напряжением питания (11_п), как показано на рис. 13.15, и может «пробить» ключевой транзистор:

А если произойдет обрыв нагрузки? Напряжение на ключевом транзисторе, хоть и на короткое время, повышается — появляется значительный индуктивный выброс. Схема стабилизации, конечно, отследит изменение нагрузки — уменьшит коэффициент заполнения или повысит частоту преобразования. Однако реакция схемы управления никогда не бывает мгновенной, поскольку она всегда обладает некоторой инерционностью. Уследить же за короткими индуктивными выбросами принципиально невозможно.

Насколько разрушительны последствия потенциального пробоя, автору не раз приходилось наблюдать в процессе своих экспериментов с силовой техникой. Пробой силовых транзисторов почти всегда характеризуется коротким замыканием его силовых электродов. Вслед за пробоем транзистора выгорает первичная обмотка трансформатора. Случаи, когда схема управления остается невредимой, весьма редки. Поэтому, забегая вперед, дам совет: нужно обезопасить хотя бы трансформатор от выгорания, предусмотрев во входной цепи предохранитель.

Как работает фиксирующая цепочка? Если мы внимательно рассмотрим трансформатор в фазе передачи энергии в нагрузку (рис. 13.16), то увидим, что в первичной обмотке, нагруженной элементами Л, С, УБ, также появляется электрический ток, наведенный в ней током вторичной обмотки. Этот ток заряжает емкость С, напряжение на которой в установившемся режиме при у = 0,5 равно напряжению питания. Теперь представим, что при размыкании ключа на первичной обмотке возник индуктивный выброс (выброс может быть связан не только с полезной индуктивностью, но также и с паразитными параметрами). Если амплитуда этого выброса больше, чем напряжение на конденсаторе С, диод УБ открывается и оба напряжения выравниваются, а энергия выброса «перетекает» в конденсатор. Хорошо видно, что фиксирующая цепочка представляет собой дополнительную нагрузку для трансформатора. Добавка напряжения на конденсаторе будет:

Выбирая емкость конденсатора соответствующим образом, можно уменьшить добавку напряжения на конденсаторе за счет энергии выброса.

Как определить номиналы элементов цепочки? Дополнительная нагрузка на трансформатор однозначно увеличит потери энергии, снизит КПД. Расчеты, проведенные автором, показали, что мощность, рассеиваемая на сопротивлении Л, может находиться в пределах 2% от мощности, выделяющейся на нагрузке:

Диод УБ выбирается как можно более быстродействующий (с минимально возможным временем обратного восстановления) и обратным напряжением не менее 1,5 [/„.

Хорошим способом защиты силового транзистора является использование диодов ТНАШІБ. Реализация этого способа показана на рис. 13.12 и 13.14.

11С-цепочка, изображенная нарис. 13.13, может быть использована для защиты от индуктивных выбросов, однако прямое ее назначение несколько иное. Это так называемый снаббер, который не позволяет силовому транзистору переключаться слишком быстро. Ограничение скорости переключения в некоторых случаях приходится вводить потому, что подавляющее большинство схем управления, построенных на полевых комплементарных транзисторных структурах, обладают существенным недостатком — при определенных условиях они могут защелкиваться. О защелкивании микросхем управления, как и о способах устранения этого эффекта, мы поговорим позже. В большинстве случаев защелкивание можно предотвратить, выбирая соответствующий резистор в цепи затвора. Эксперименты, проведенные автором, показали, что при аккуратной разводке печатной платы и установке резистора в цепь затвора защелкивание выходных каскадов микросхем управления фли-бак преобразователями не происходит. Соответственно в таких схемах от снаббера можно отказаться.

Наилучшие результаты по снижению индуктивных выбросов были получены при совместном использовании схем на рис. 13.11 и рис. 13.12.

выводов (8 шт.), выпускается многими фирмами (среди них такие известные, как БОЗ-ТЬотзоп, Siemens) и, что немаловажно, имеет полные отечественные аналоги — К1033ЕУ5 и КР1087ЕУI (производства Минского завода «Интеграл»), Работу мы построим по следующему плану:

• рассмотрим структурную схему и принцип работы микросхемы управления;

• проведем необходимые расчеты и выбор элементов;

Микросхема нормально функционирует в сетевых преобразователях напряжения при изменении входного питающего напряжения от 170 до 245 В, имеет в своем составе схему включения-выключения дежурного режима, схему защиты от перегрузок. Назначение основных составных блоков микросхемы показано на рис. 13.17.

Схема включения-выключения (СЗ) имеет управляющий вывод 3. При подаче на этот вывод напряжения более 1 В разрешается работа узлов микросхемы. Максимальное значение напряжения на этом выводе не должно превышать 6...7 В. Возможность отключения источника питания замыканием этого вывода на общий провод схемы используется для дистанционного управления включением-выключением бытовой аудио-видеотехники.

Схема стабилизации напряжения состоит из усилителя сигнала ошибки и перегрузки (УОП), стопового компаратора (К) и схемы логики (CJI). Сигнал обратной связи, информирующий схему об уровне напряжения на нагрузке, подается на вывод Г. Схема стабилизации вырабатывает импульсы регулируемой скважности (у), которые усиливаются по току выходным комплементарным каскадом (ВК) и подаются на выход микросхемы через вывод 5. Ток через этот вывод ограничен значением 1,5 А, напряжение — не более 70% от напряжения питания (вывод 6).

Схема формирования пилообразного напряжения состоит из внешней частотозадающей RC-цепи, подключаемой к выводу 2, стартового генератора (СГ), блока опорных напряжений (011 и МОН), детектора пересечения пуля (ДН).

Схема формирования пилообразного напряжения, изображенная на рис. 13.18, работает следующим образом. В момент начала очередного цикла преобразования схема стартового импульсного генератора (СГ) вырабатывает стробирующий импульс (график 5 на рис. 13 і 9), открывающий силовой транзистор. В этот же момент размыкается ключ (КлСГ) и начинается заряд конденсатора Сг через резистор Rr. Заряд сопровождается увеличением напряжения, начиная от значения Это напряжение сравнивается с напряжением обратной связи U_oc. Когда оба напряжения станут равными, компаратор (К) формирует импульс, закрывающий силовой транзистор. Как мы уже зиаем, в этом случае в силовом трансформаторе (благодаря явлению самоиндукции) должна измениться на обратную полярность напряжения на обмотках. Момент изменения полярности фиксируется детектором ^нУля (ДН). Детектор выдает стробирующий импульс (график 4 на рис. 13.19), который поступает на схему логики, «разрешая» новое от-

крытие транзистора, которое (внимание!) произойдет не тотчас же, а в следующем такте. Итак, транзистор остается закрытым, а напряжение на конденсаторе продолжает расти. Когда оно достигнет значения

С/_тах, схема СГ вырабатывает импульс (график 5 на рис. 13.19), который одновременно сбросит напряжение на конденсаторе до {7^_іп и откроет ключевой транзистор. Начнется новый цикл работы.

Мы можем заметить, что рабочая частота/определяется не только параметрами времязадающей цепи КгСг, но и разностью напряжений (О'^ах - Е'тіп )■ При перегрузке, могущей возникнуть, как мы уже знаем, при обрыве провода нагрузки, схема, снизив коэффициент заполнения до минимально возможной величины, повышает рабочую частоту/в несколько раз. Это реализуется снижением опорного напряже-

ния Г'_тах, как показано на рис. 13.20. Рабочая частота преобразователя лежит в пределахД = 20...30 кГц, защитная частота^ « 200 кГц.

Схема питания и защиты от КЗ вторичной обмотки также реализована в составе этой микросхемы. Режим короткого замыкания, как нам известно, не опасен для силового транзистора обратноходового преобразователя, поскольку фазы накачки энергии и передачи ее в Нагрузку разнесены во времени. Однако энергия в режиме КЗ будет Рассеиваться на малом сопротивлении вторичной обмотки и выпрямительном диоде, что приведет к их разогреву. Чтобы исключить режим КЗ, в состав микросхемы был введен блок защиты от короткого замыкания. Рассмотрим принцип работы этого узла.

Питание микросхемы осуществляется через вывод 6. Если напряжение на этом выводе падает ниже 7,25 В, микросхема переходит в режим импульсного включения с периодом, равным приблизительно 1 с. Длительность этого периода зависит от номиналов К2 и С6, изображенных на принципиальной схеме. Поскольку обычно микросхема питается от дополнительной обмотки трансформатора, короткое замыкание силовой обмотки мгновенно отражается на напряжении, питающем микросхему. Максимально допустимое значение напряжения питания микросхемы — 16,5 В. Потребляемый ток в режиме запуска —до 10 мА. Среднее значение тока в рабочем режиме — до 11 мА,

Схема опытного фли-бак преобразователя на базе ТБА4605 приведена на рис. 13.24. Рассчитаем основные параметры элементов схемы с учетом параметров напряжения и тока, питающих нагрузку:

и„ = 12 В, /'„ = 4 А (общая мощность нагрузки 48 Вт).

Данные диоды работают в условиях низкочастотных токов, поэтому здесь можно выбрать элементы класса standard. Выбираем для нашей схемы отечественные диоды КД226Г:

Входной выпрямитель содержит емкостной фильтр С1. В момент включения преобразователя в сеть С1 разряжен, и он не может зарядиться мгновенно до амплитудного значения сетевого напряжения. Поэтому в начальный момент времени через диоды фильтра может протекать большой ток. Для ограничения тока через диоды в схему введен резистор R1. Этот элемент, конечно, ухудшает КПД схемы, поскольку в процессе работы на нем рассеивается дополнительная мощность, но отказываться от него ни в коем случае нельзя! В наших силах выбрать величину сопротивления как можно меньше. Технические условия на выпрямительные диоды [31] разрешают при работе на емкостную нагрузку увеличить однократный импульс тока i _и в 1,57 раза. В этом случае:

Выбираем с запасом сопротивление резистора: R1 =4,7 Ом.

Проверяем начальный импульсный ток через диоды моста:

О выборе емкости фильтрующего конденсатора написано немало книг разной степени сложности, поэтому мы не будет выносить этот расчет в отдельный раздел, а конспективно определим принцип инженерного расчета. Подробнее об этом можно прочитать, например, в [2], [7], [32], [33].

Емкость конденсатора фильтра определяется в общем виде из формулы:

Кде т — число фаз выпрямителя (для диодного моста т = 2);

Данные параметры элементов схемы обеспечат надежную работу выпрямителя.

Резистор Л14 предусматривается для обеспечения электробезо-пасиости схемы. Поскольку конденсатор фильтра заряжается до опасных значений напряжения и может длительное время сохранять заряд, необходимо автоматически разрядить его в течение нескольких секунд после отключения питания.

Последнее, что нам необходимо сделать в этой части, — выбрать предохранитель Р1. В обычных низкочастотных трансформаторных схемах этот предохранитель защищает первичную обмотку трансформатора от перегорания. В импульсных силовых схемах предохранитель в силу инерционности своего срабатывания не может защитить источник питания от выхода из строя, поскольку аварийные процессы в нем развиваются очень быстро. Однако этот предохранитель в случае пробоя силового транзистора предотвращает возгорание трансформатора. В схемах, работающих от сети, всегда необходимо предусматривать этот предохранитель для обеспечения пожаробезопасности импульсного источника.

Почти все промышленные схемы импульсных сетевых источников электропитания содержат так называемые фильтры электромагнитной совместимости, устанавливаемые на входе источника, перед диодным мостом. Зачем? Все дело в том, что ключевые преобразователи являются источниками электромагнитных радиочастотных помех, которые сетевые провода излучают в окружающее пространство как антенны. Действующие российские и зарубежные стандарты нормируют уровни радиопомех, создаваемых этими устройствами. Поэтому профессиональному разработчику рано или поздно (лучше рано!) придется заняться проектированием фильтра радиопомех. Этим расчетам также посвящена обширная и доступная литература. Для нашего экспериментального преобразователя мы не будем озадачиваться вопросом радиопомех, поскольку конденсатор С1 снижает их до приемлемого в экспериментах уровня. При желании можно собрать фильтр, изображенный на рис. 13.22. Обратите внимание, что средняя точка конденсаторного делителя, расположенного со стороны подачи питания на стабилизатор, подключается не к общему проводу схемы, а к шасси прибора. Наличие этого делителя связано с существованием двух видов радиопомех (синфазных и дифференциальных).

Видно, что мы могли обойтись очень маленьким объемом магни-топровода, однако в данном случае определяющим является возможность размещения обмотки в окне магнитопровода, что увеличивает размеры магнитопроводов на порядки по сравнению с оптимальными.

Мы помним, что имеется также обмотка обратной связи (иу), которая, во-первых, питает микросхему в рабочем режиме, во-вторых, является источником сигнала обратной связи для схемы регулирования напряжения, и, в-третьих, служит датчиком для детектора нуля (ДНг

Коэффициент 5 взят автором приблизительно, чтобы «с запасом» учесть неравномерность распределения обмотки по каркасу, толщину изоляции проводов, толщину каркаса и межслоевой изоляции. Такой подход несколько отличается от традиционно рекомендуемого в литературе. В подавляющем большинстве справочников по расчету индуктивных элементов присутствуют многостраничные расчеты, учитывающие буквально все «топкости» намотки. Вычисляется «до третьего знака» множество коэффициентов (коэффициент разбухания, коэффициент толщины изоляции, коэффициент укладки провода и т.д.). Такой расчет оправдан при технологической подготовке производства индуктивных элементов, когда учитываются нормы расхода материалов и составляется документация для монтажника. Опыт автора говорит о том, что разработчика и радиолюбителя удовлетворит обобщенный коэффициент 4 для бескаркасных трансформаторов и коэффициент 5 для трансформаторов с каркасом.

Зазор необходимо обеспечить, приклеив на стык половинок маг-нитопровода электроизоляционные прокладки-толщиной 0,12 мм.

Конструкция трансформатора должна быть такой, как показано на рисунке 13.23.

Хорошую межслойную изоляцию обеспечивает тонкая фторопластовая лента (одно время ее называли лентой ФУМ), или лакоткань. В крайнем случае можно воспользоваться трансформаторной бумагой К-120. Каждый слой провода желательно проложить слоем изоляции, а между первичной и вторичной обмотками проложить два слоя изо-

Фиксирующая цепочка. В качестве диода VD8 выбираем диод MUR460 класса ultra-fast производства фирмы Motorola (обратное напряжение 600 В, допустимый прямой постоянный ток 4 А, время обратного восстановления 75 нС). Можно также использовать отечественный диод КД247 или аналогичный.

Выходной выпрямитель и фильтр. В качестве выпрямительного диода используем знакомый нам диод Шоттки МВ111645. Размер радиатора в этом случае оказывается приблизительно таким же, как и в схеме чопперного преобразователя. Поэтому для разрабатываемой схемы нужно изготовить зачерненый радиатор с размерами к = 30 мм, В = 30 мм, п = 5 мм.

Конденсатор С9 рассчитан по известной нам методике, учитывая, что он сглаживает напряжение с © ^ 0. Неполярный керамический конденсатор С8 необходим для шунтирования высших гармоник выходного напряжения, поэтому он обычно присутствует на выходе фильтра. Сопротивление неотключаемой нагрузки К13 — 18 кОм.

Элементы, рекомендуемые разработчиком типовой схемы: резистор Я2 и конденсатор С6 образуют цепь запуска преобразователя. Через резистор Я2 заряжается конденсатор С6, и при достижении напряжения на нем 7,25 В микросхема «выдает» импульс открытия транзисторного ключа \Т1. Появляющийся в обмотке ток подзаря

жает конденсатор С6, и в дальнейшем микросхема питается от этой обмотки. Величина резистора 112 в разных схемах колеблется от 22 до 100 кОм, а величина конденсатора С6 — от 22 до 100 мкФ.

Конденсатор С2 обеспечивает плавность перехода в режим повышенной частоты и обратно.

Делитель Я4-Я5 «следит» за уровнем питающего напряжения.

Делитель 119-118-117 — цепь обратной связи, «следящая» за уровнем напряжения на вторичных обмотках. Резистор Я8 выбран подстроенным для точной установки выходного напряжения.

Конденсаторы С 5 и С4 — фильтрующие резкие броски напряжения.

Диоды УТ)5 и УБ6 — выпрямительные с возможно минимальным временем обратного восстановления. Подойдут, например, диоды Ш4148, Ш4935, Ш4933 или отечественный КД221 А.

Цепь силового транзистора. Сюда входят ТКАЗЧБП, 1,^КЕ440А, транзистор \Т1 и затворный резистор Я6. Рекомендуемый для подобных схем транзистор В17290А производства фирмы ІпГіпеоп широко известен. Ближайший отечественный его аналог — КП707В1. Параметры транзистора В11290А следующие:

• максимальное напряжение «сток-исток» (Уоз) — 600 В;

• максимальный постоянный ток стока (1₀) — 4 А;

• максимальный импульсный ток стока (Цриь) — 16 А;

• тепловое сопротивление «кристалл-корпус» (1^_с) — 1,67 °С/Вт;

• тепловое сопротивление «кристалл-среда» (11,_а) — 75 °С/Вт;

В данном случае радиатор транзистору не нужен, но нагрев его будет таким, что капелька воды, попавшая на транзистор, «зашипит». Радиатор все же рекомендуется использовать. Методика его расчета известна, поэтому автор приводит только конечный результат. Итак, габаритные размеры пластины таковы: /г = 30 мм, В = 60 мм, п - 5 мм.

Прежде чем приступить к изготовлению разработанного фли-бак преобразователя, автор обращает внимание читателей на то, что схема питается опасным для жизни сетевым напряжением. Поэтому

все операции по сборке и модернизации следует проводить, выключив вилку из розетки, и не ранее, чем через десять секунд после полного отключения преобразователя от сети. Помните, что конденсатор С1 заряжается до амплитудного напряжения сети.

Преобразователь выполнен на печатной плате из фольгирован-ного стеклотекстолита (рис. 13.25). Сборочный чертеж приведен на рис. 13.26. При правильной сборке и фазировке обмоток он должен работать сразу. Перед первым включением нужно нагрузить выход проволочным сопротивлением 10 Ом (25 Вт) и, включив преобразователь в сеть, резистором Я8 (регулировку производить отверткой с изолированной ручкой!) выставить на нагрузочном резисторе напряжение 12 В.

Поиск путей упрощения схемотехники блоков питания аппаратуры привели фирму Power Integration к* созданию серии сетевых фли-бак микросхем, имеющих всего три вывода: стока, истока и управляющего электрода, как показано на рис. 13.27.

Таблица 13.1. Номенклатура трехвыводных импульсных стабилизаторов фирмы Power Integration

Максимальная Ток срабатывания внут- Сопротивление «сток-исток» в икросхема _{мощиость>} в_т реиией схемы защиты, А открытом состоянии (R^ ), Ом

Эти микросборки имеют следующие основные параметры:

• максимальное напряжение «сток-исток» (V_ns) — 700 В;

• диапазон управляющего напряжения (V_c) — 0...9 В;

• рабочая температура кристалла (Tj) 65...+125 °С;

• тепловое сопротивление «кристалл-среда» (11_за) — 70 °С/Вт;

• тепловое сопротивление «кристалл-корпус» (^_с) — 2 °С/Вт;

• диапазон изменения коэффициента заполнения (у) — 0,02...0,67; время включения (С) — 100 не;

Все эти иикросхемы выполнена в корпусе ТО-220.

Примером ее включения может служить приведенная в [34] схема 20-ваттного фли-бак преобразователя с выходным напряжением 24 В (рис. 13.27), построенного на микросхеме ТОР224У. Оптрон и 1 повышает стабильность выходного напряжения тем, что, работая по выходу как регулируемое сопротивление, изменяет коэффициент обратной связи схемы управления.

Данная схема приводится без намоточных данных трансформатора, рекомендаций по сборке и возможной замене деталей. Пытливому читателю впору выполнить эту работу самостоятельно.

Материал взят из книги

Скачать оригинал КНИГИ в хорошем качестве