кристалла до 100 °С, чтобы иметь запас по теплу. По той же методике находим габаритные размеры пластины: к = 30 мм, В = 30 мм, п = 5 мм. Эту пластину также необходимо «зачернить».

Печатная плата, приведенная на рис. 9.31, выполнена из фольгиро-ванного стеклотекстолита. Силовые дорожки желательно усилить, напаяв на них сверху луженую проволоку. Сборочный чертеж платы показан на рисунке 9.32. После сборки стабилизатор нужно нагрузить на проволочный резистор ПЭВ мощностью 30 Вт и сопротивлением 1 Ом, включить питание и выставить с помощью резистора КЗ на нагрузочном резисторе напряжение (5±0,1) В.

Следует отметить, что при правильном и аккуратном изготовлении стабилизатор должен заработать сразу. Попробуйте варьировать сопротивление нагрузки, понаблюдайте за изменением ширины импульсов на входе фильтра.

Как мы уже говорили, в чопперной схеме стабилизатора невозможно принципиально получить выходное напряжение, которое по величине будет выше входного. Тем не менее построить повышающий стабилизатор можно. Для этого необходимо воспользоваться так называемой бустерной схемой, схематическое изображение которой приведено на рис. 10.1.

Ключевой элемент Кл, в качестве которого используется знакомый нам транзистор, подключен параллельно нагрузке Я_н и работает в Импульсном режиме, то есть попеременно замыкается и размыкается с частотой преобразования. Диод УО блокирует нагрузку и конденсатор фильтра С от ключевого элемента в нужные моменты времени.

Когда ключ замкнут, ток г₃ от источника питания протекает через дроссель Ь, запасая в нем энергию. Диод УО при этом отсекает (блокирует) нагрузку и не позволяет конденсатору фильтра разряжаться через замкнутый ключ. Ток в нагрузку в этот промежуток времени поступает только от конденсатора С. Далее, когда ключ закрывается, ЭДС самоиндукции дросселя суммируется с выходным напряжением и энергия тока дросселя отдается в нагрузку. При этом выходное напряжение и_н оказывается больше входного и_п.

Следует обратить внимание на то, что, в отличие от чопперной схемы, дроссель Ь не является элементом фильтра, а выходное напряжение становится больше входного на величину, определяемую индуктивностью дросселя Ь и скважностью работы ключа. Рабочий цикл бустерной схемы также состоит из двух фаз: фазы заряда дросселя и фазы его разряда на нагрузку.

В данной фазе, схематически показанной на рис. 10.2, ключевой элемент коммутирует нижний вывод индуктивного элемента к общему проводу схемы. Соотношение между напряжением на дросселе и током через него в общем случае определяется:

Поскольку в данном случае 1/_£ - 1/_п, а напряжение питания является постоянной величиной, то оба вывода дросселя оказываются подключенными к источнику питания с низким внутренним сопротивлением. Мы получаем очень интересный результат.

Итак, вует. После замыкания ключа ток 1₃ появляется в обмотке дросселя не скачкообразно, а начинает нарастать по линейному закону. Нарастание тока в дросселе будет происходить до тех пор, пока ключ не разомкнется.

При прочих равных условиях (напряжении питания и времени заряда) ток в индуктивном элементе к моменту окончания времени заряда будет тем больше, чем меньше индуктивность Ь. Этот простой, но очень важный вывод мы сделали исходя из того, что в полученном выражении индуктивность Ь стоит в знаменателе. Понятно, что чем меньше индуктивность, тем легче дросселю «набирать» ток. Зависимость скорости нарастания от величины индуктивности показана на рис. 10.3.

Мы уже хорошо знаем, что основное свойство индуктивного элемента — стремление к поддержанию величины и направления протекающего через него тока. Поэтому при размыкании ключа направление разрядного тока і совпадет по направлению с зарядным током і. Разрядный ток замыкается через диод УВ на нагрузку и подзаряжает конденсатор С, как показано на рис. 10.4.

Теперь нам станет понятно, что напряжение на нагрузке может быть больше напряжения питания. Согласно теории электрических Цепей, напряжение на обкладках конденсатора и ток, протекающий Через него, связаны следующим соотношением:

Мы можем приближенно считать, что дроссель в фазе разряда как бы является источником постоянного тока, поэтому

Что это означает? Последовательно, за несколько циклов «заряд-разряд» можно увеличивать напряжение на нагрузке, причем, на первый взгляд, никаких ограничений на его потолок найти не удастся. Важно лишь, чтобы показанная на рисунке 10.5 добавка А11 <А1}₃.

Казалось бы, с помощью столь простых средств можно создать повышающий стабилизатор, имеющий на входе 1,5 В (напряжение одного гальванического элемента) и выдающий на нагрузку 1,5 кВ! К сожалению, максимальный коэффициент преобразования (даже при наличии очень хороших элементов схемы) существенно ограничен. Его значение не превышает в типичных реальных схемах 3...5. Почему так происходит, мы объясним в отдельном разделе. Пока же определим вид регулировочной характеристики (зависимости выходного напряжения от входного и режима работы стабилизатора).

В фазе заряда максимальное значение тока дросселя:

Как было отмечено выше, цикл работы бустерной схемы состоит из двух фаз: фазы заряда дросселя и фазы его разряда на нагрузку. Кроме того, стабилизатор должен иметь возможность передавать от источника в нагрузку достаточную мощность, которая определяется из выражения:

В то же время ток нагрузки определяется током заряда дросселя и не может стать больше /_г Ранее мы также выяснили, что ток /, в индуктивности нарастает по линейному закону:

Мы получили еще один интересный результат — нельзя бесконечно увеличивать величину индуктивности. Если Ь будет слишком большой, мы не сможем передать в нагрузку необходимую мощность. Казалось бы, если мы ограничены в выборе индуктивности «сверху», почему бы нам не сделать ее сколь угодно малой и тем самым, повысив ток заряда, повысить передаваемую мощность? Увы, нижняя граница величины индуктивности тоже существует, и к определению/._П1Ш следует отнестись даже более внимательно, чем к оценке £_тах. Выбрав индуктивность слишком большой, мы рискуем лишь тем, что не получим требуемой мощности в нагрузке. А вот если индуктивность окажется слишком маленькой, это может стоить нам необратимого разрушения всей схемы стабилизатора. Дело в том, что транзистор, используемый в качестве ключевого элемента Кл, может пропустить через себя ток, сила которого ограничена цифрой, приведенной в технических условиях на данный элемент (максимальный ток коллектора или стока). Поскольку ток в индуктивном элементе нарастает линейно, его максимальное значение (которое появится в момент, соответствующий переходу схемы из фазы 1 в фазу 2) ни в коем случае не должно превысить допустимых для транзистора значений, что показано на рис. 10.8. Определим критическое значение индуктивности.

Максимальный ток, допускаемый для силового ключа, можно найти в технических условиях на данный элемент (транзистор, микросхему). Следует также учесть, что современный разработчик импульсной техники едва ли предпочтет схему, построенную на дискретных элементах, интегральной схеме с такими же параметрами. Скорее, он выберет уже готовую микросборку. Если в составе микросборки уже содержится силовой транзистор, нужно найти в технических условиях на данный элемент значение параметра swith current (ток переключения).

Мы уже знаем, что мощность, рассеиваемая транзистором, определяется формой тока через транзистор. Поскольку ток в бустерной схеме носит линейно-нарастающий характер, действующее значение тока в этом случае будет:

Максимальная мощность, которая может быть передана в нагрузку, таким образом, определяется максимальным током через ключевой элемент.

Методика расчета индуктивного элемента следующая:

• по заданным параметрам 1™^ах, II_н, / Р,„ IIопределяем 4_тах;

• по заданным параметрам £/™^п, 4 определяем 4_т1п;

• расчетное значение Ь_тах должно получиться больше Ь_т-_т, в противном случае преобразователь просто не сможет выполнить предъявленные к нему требования по току или по мощности;

Поскольку выходное напряжение стабилизатора всегда характеризуется наличием пульсаций, важно принять меры по их снижению. Для этого в бустерной схеме предусматривается фильтровой конденсатор С, емкость которого рассчитывается следующим образом.

Величина зарядной добавки конденсатора, обусловленной разрядом дросселя Ь:

Физически это означает, что энергия, накапливаемая в индуктивности, переходит в энергию заряженного конденсатора без потерь, Что вполне допустимо считать в практических расчетах. Коэффициент пульсаций:

Примечание. Мы уже ввели понятие коэффициента заполнения для чолперной схемы. Оказывается, для бустерной схемы также можно ввести аналогичное понятие:

В качестве блокирующего диода рекомендуется использовать диоды Шоттки, обладающие, по сравнению с обычными диодами, меньшим падением напряжения в прямом направлении, повышенным быстродействием. Все эти достоинства повышают КПД схемы. Разработчику необходимо выбрать подходящий ло прямому току, обратному напряжению и конструкции корпуса диод Шоттки.

В качестве ключевого элемента бустерной схемы в последнее время все чатце используют силовые полевые транзисторы МОБРЕТ. Ос-

. Чем отличается реальная схема от идеальной

До сих пор мы рассматривали идеализированную схему бустерно-го преобразователя, полагая, что ключевой элемент, источник питания, дроссель и диод имеют нулевое активное сопротивление. В реальных схемах это не так.

г_и — внутреннее сопротивление источника питания;

Гф — активное сопротивление обмотки дросселя;

г_т — активное сопротивление ключевого элемента в состоянии «замкнут»;

г_ус! — активное сопротивление блокирующего диода.

Предположим, что г_кч « г_у</. Тогда сопротивления разрядной и зарядной цепей дросселя окажутся также одинаковыми, что и отражено на рис. 10.11:

Давайте выясним характер регулировочной характеристики в случае реальной схемы. В зарядной и разрядной фазах теперь необходимо учесть падение напряжения на сопротивлении г. Составим уравнение баланса токов через индуктивность в фазе заряда и разряда:

Графически семейство регулировочных характеристик с разным соотношением сопротивления нагрузки и паразитных сопротивлений показано на рис. 10.12.

Данное выражение справедливо для у ^ у_кр, где у — так называемый критический коэффициент заполнения, при превышении которого регулировочная характеристика стабилизатора приобретает падающий характер. Это происходит потому, что падение напряжения на паразитном сопротивлении г уже не может быть скомпенсировано нарастанием тока в индуктивности. Поэтому пользоваться приведенной формулой на «падающем» участке регулировочной характеристики уже нельзя! Да и проектировать стабилизатор для работы в таком режиме бессмысленно.

Критический коэффициент заполнения определяется из выражения:

Чтобы получить достаточно протяженный начальный участок и, следовательно, расширить диапазон регулирования выходного напряжения, необходимо уменьшать сопротивление зарядной цепи г.

Из рисунка 10.12 хорошо видно, что невозможно получить бесконечно большие значения напряжений П_н при ограниченном напряжении и„. Практически в стабилизаторах коэффициент заполнения выбирается ие более 0,8...0,9, а коэффициент повышения напряжения для самых высоковольтных вариантов — не более 5.

Прежде чем перейти к рассмотрению и экспериментальному повторению конкретной схемы бустерного преобразователя, поговорим о новых методах повышения КПД низковольтных стабилизаторов. Казалось бы, разработчика не должен серьезно беспокоить тот факт, что значение КПД может оказаться в пределах 93...95%. Однако современные стабилизаторы часто не имеют специальных выводов, предназначенных для теплоотвода. Теплоотвод осуществляется только через сигнальные и силовые выводы. И здесь борьба за выигрыш процентов далеко не бесполезна.

Интересное исследование провели разработчики [5]. Это исследование заслуживает того, чтобы рассказать о его основных результатах. Отметим, что данная работа посвящена анализу чопперной схемы стабилизатора, но ее выводы вполне можно распространить и на бус-терную схему, о чем мы скажем в заключение этого раздела.

Итак, в типичной схеме понижающего стабилизатора, приведенной на рис. 10.13, роль силового ключа исполняет полевой транзистор, а роль разрядного диода — диод Шоттки. При достаточно больших значениях выходного напряжения потери на этих элементах незаметны, но когда такая схема используется для стабилизации напряжения порядка 5 вольт и ниже, эти потери становятся ощутимыми. Причины здесь две:

• становятся соизмеримыми величина падения напряжения на разрядном диоде и величина выходного напряжения;

• увеличивается среднее значение тока как за счет увеличения тока нагрузки, так и за счет увеличения коэффициента заполнения.

Эти положения подтверждаются расчетом изменения предельно допустимого уровня КПД в зависимости от выходного напряжения. Схема в синхронном варианте имеет следующий вид. На схеме рис. 10.14: и„ = 12 В, Р = 24 Вт.

На интервале проводимости обоих ключей (УТ1 и УТ2) примем их сопротивления равными: = 5 мОм, диод Шоттки заменим экви

валентным источником ЭДС в 0,4 В (типичное падение напряжения в прямом направлении). Считаем также, что основная часть потерь —-это тепловые потери на активном сопротивлении элементов.

Мы замечаем, что с уменьшением выходного напряжения резко возрастают потери в разрядном диоде, в то время как рост потерь в транзисторе УТ1 незначителен. Почему так происходит?

Дело в том, что диод Шоттки замещается в эквивалентной схеме источником ЭДС, а транзистор — линейным резистором с очень низким значением сопротивления — всего 0,005 Ом! Отсюда и рождается простая идея замены диода коммутируемым в нужный момент транзистором, который в данной схеме носит название синхронного.

Следующее замечание, сделанное исследователями, очень важно: «При относительно низких значениях выходного тока преимущества в КПД, создаваемые включением полевого транзистора, оправдывают некоторое усложнение схемы за счет появления управляющих цепей». То есть приходится вводить в схему управления дополнительный узел, осуществляющий в нужный момент коммутацию синхронного элемента.

Из главы, посвященной элементной базе силовой электроники, мы знаем, что в своем составе транзистор МОБРЕТ имеет паразитный диод. В схеме синхронного выпрямителя этот паразитный диод оказывается включенным в том же направлении, что и диод Шоттки. Вдобавок ко всему получается, что полевой транзистор должен работать в этой схеме при отрицательных токах и напряжениях. Проведенные авторами статьи исследования показали, что в условиях отрицательных токов и напряжений характеристики МОБРЕТ, применяемого в Качестве синхронного элемента, даже лучше, чем в условиях положительных токов и напряжений.

Результаты анализа говорят о том, что замена диода Шоттки полевым транзистором дает выигрыш вплоть до некоторого граничного тока нагрузки. Граничное значение тока увеличивается с уменьшением и увеличением прямого падения на диоде Шоттки.

Все предыдущие рассуждения были проведены без учета частотных свойств транзистора и коммутационных потерь, что вполне справедливо на невысоких частотах работы. При повышении частоты переключения доля коммутационных интервалов в цикле переключения становится все больше, растет доля этих потерь в суммарных потерях. С учетом перечисленных обстоятельств требования к элементам схемы таковы:

• интервал проводимости синхронного транзистора имеет наибольшую продолжительность, и чтобы снизить потери на этом интервале, сопротивление синхронного транзистора должно быть как можно более низким;

• интервалы проводимости основного и синхронного транзисторов (УТ1 и УТ2) разделены короткими интервалами проводимости паразитного диода. Этот диод должен иметь низкое пря-

Очевидно, что паразитный диод полевого транзистора не является элементом со специально подбираемыми свойствами. Это означает, что трудно ожидать от него высоких коммутационных качеств. В то же время диоды Шоттки проектируются таким образом, чтобы максимально снизить потери обратного восстановления. Поэтому уменьшить потери в процессе выключения паразитного диода можно, подключив параллельно синхронному транзистору диод Шоттки, как показано на рис. 10.14. Чтобы понять, почему нужно так поступать, рассмотрим форму тока разрядного диода при его обратном восстановлении.

Процесс обратного восстановления диода начинается, когда открывается транзистор УТ1. Из рисунка 10.17 видно, что время восстановления йт распадается на два участка:

• время 1_а определяется величиной прямого тока через диод;

• время ^ не может быть теоретически четко обосновано, поскольку определяется суммой разных факторов.

Отношение (у4_а называется коэффициентом мягкости диода.

Ясно, что чем меньше коэффициент мягкости, тем меньше потери на переключение. Быстродействующий диод отбирает на себя часть Прямого тока и улучшает качество процесса коммутации.

Схемы с синхронным выпрямителем сегодня получают все большее распространение. Номенклатура микросхем, выпускаемых мировыми лидерами силовой электроники, столь широка, что ее вряд ли удастся привести в данной книге. К счастью, и в нашей стране изданы справочники по этим компонентам, так что желающие продолжить знакомство с синхронными стабилизаторами могут обратиться, например, к [б]. Цель же нашей книги — познакомить с принципами работы импульсных источников, а не с их номенклатурой.

В качестве примера синхронного преобразователя приведем типовую схему включения микросхемы МАХ767, выпускаемую фирмой MAXIM. Частота преобразования f = 300 кГц.

УГЭ2, УТ2 — элементы синхронного выпрямителя;

112 — датчик тока (источник сигнала обратной связи для схемы ШИР);

__ 11п=4,5 ... 5,5 В

Рис. 10.18. Типичная схема промышленного синхронного стабилизатора на примере МАХ767

«г и«

Рис. 10.19. Типичная схема выходного каскада синхронного чопперного стабилизатора на примере МАХ848

О назначении и принципе работы бутсгрепной схемы, о выборе ее элементов мы поговорим в разделе, посвященном двухтактным схе-

Проектирование дросселя для бустерной схемы

Изготовители интегральных схем для источников вторичного электропитания рекомендуют использовать в маломощных бустер-ных схемах преобразователей индуктивные элементы, имеющие минимальные паразитные параметры (межвитковые емкости, индуктивности рассеяния и др.). Поскольку используемые в настоящее время частоты преобразования смещаются в высокочастотную область (100...300 кГц), индуктивные элементы, учитывая это обстоятельство, должны обладать следующими обязательными свойствами:

• иметь минимально возможные габариты при достаточной для передачи мощности в нагрузку энергоемкости;

• обладать минимальными потерями в сердечнике и в обмоточных проводах;

• обладать близкой к нулевой остаточной индукцией.

Всем этим условиям неплохо удовлетворяют индуктивные элементы, изготовленные на основе стержневых ферритовых сердечников.

В технической документации на микросхемы, как мы уже говорили, приводятся типы и номиналы индуктивных элементов. Зарубежные производители микросхем, стремясь подчеркнуть высокий технический уровень своих разработок, приводят в документации так называемую тестовую схему, изготовив которую, разработчик электронной аппаратуры сможет несложными средствами проверить все режимы работы микросхемы. Тестовая плата, чертеж которой обычно публикуется здесь же, разработана так, что при необходимости можно будет ввести дополнительные элементы или исключить штатные. Рекомендуемые для тестовой схемы типы комплектующих приводятся в сводной таблице.

Казалось бы, остается только приобрести необходимые элементы и изготовить печатную плату... К сожалению, и профессиональные отечественные разработчики, и радиолюбители, занимающиеся конструированием собственной, а также ремонтом чужой аппаратуры, далеко не всегда имеют возможность использовать указанные на схеме компоненты, — зачастую их просто нет в продаже. Поэтому приходится либо выбирать индуктивный элемент из тех запасов, что имеются, либо самостоятельно изготавливать его. Качество работы бустер-ной схемы во многом зависит от качества индуктивного элемента. Знание вопросов расчета индуктивных элементов для бустерной схемы пригодится не только тем, кто намеревается их проектировать, но также и тем, кому необходимо оценить электрические параметры готовых элементов.

Конструктивно индуктивный элемент для бустерной схемы представляет собой круглый (реже — прямоугольный или квадратный) ферритовый стержень, на который намотан в один или несколько слоев изолированный медный провод. Сверху нанесена защитная водостойкая краска. Дроссель имеет два контактных вывода, расположенных в торцах.

Физически стержневой индуктивный элемент представляет собой магнитную цепь с воздушным участком большой протяженности, как показано на рис. 10.20.

индуктивных элементов с соразмеримьши линейными размерами. Стержневой сердечник — как раз тот самый случай. Не пугайтесь, автор не будет приводить здесь методику вывода формул для определения индуктивности дросселей, намотанных на сердечниках конечной длины. Эти методики сложны и отнимают много времени для понимания. В конце концов, нам важен результат. В приводимых ниже формулах используются обозначения конструктивных и магнитных величин индуктивного элемента, расчетная модель которого изображена на рис. 10.21:

Следует также учесть, что в подавляющем большинстве случаев сердечник изготавливается из феррита марок НН, НМ НМС с начальной магнитной проницаемостью ц > 600, что позволяет значительно упростить первоначальные расчетные формулы. Итак, индуктивность дросселя:

Отметим, что за подробностями можно обратиться, например, к [1], [68], [69], [70].

Очень важным обстоятельством является прогнозирование состояния сердечника. Если сердечник будет работать с заходом в область насыщения, это обстоятельство может привести к значительному снижению КПД стабилизатора или даже к выгоранию силового транзистора из-за резкого увеличения тока накачки. Поэтому необходимо спроектировать индуктивный элемент так, чтобы магнитная индукция в сердечнике не превышала определенного значения. Типичная

величина индукции насыщения В_г для ферритов, как мы знаем, составляет 0,2...0,3 Тл. На эту цифру и следует ориентироваться, разрабатывая индуктивный элемент.

Из-за большого размагничивающего эффекта, благодаря большому воздушному промежутку на пути магнитных силовых линий, эквивалентная проницаемость сердечника ц. может оказаться на порядок ниже начальной проницаемости замкнутого сердечника ц, изготовленного из того же материала. Однако соответственно снижается и величина остаточной индукции, что необходимо, поскольку через дроссель протекает ток в одном направлении.

Приближенно эквивалентную проницаемость сердечника р_с можно оценить по следующей формуле:

• по известному Ь и определяем минимальный объем магнитопро-вода и геометрические размеры сердечника;

• по известному Ь и геометрическим размерам сердечника вычисляем количество витков и>;

• проверяем значение магнитной индукции в сердечнике;

• при необходимости (если значение индукции превышает допустимое значение) выбираем сердечник с большими габаритными размерами (диаметром и длиной), повторяем расчет и» и В;

• толщину намоточного провода определяем из условия 4-5 А/мм².

В заключение этого раздела небольшой технологический совет Для радиолюбителей. Желательно разместить обмотку в центральной части стержня в один слой, как показано на рис. 10.22. Если все-таки разместить ее в один слой не удается, можно изготовить две круглые обечайки и намотать провод в 2-3 слоя с тонкой прокладкой между слоями. После намотки индуктивный элемент желательно покрыть термостойким лаком и надежно укрепить выводы.

Теперь, обладая всеми необходимыми знаниями о работе бустерной схемы, вполне возможно рассчитать и изготовить ее самостоятельно.

В качестве хорошего примера для повторения предлагается источник питания повышающего типа на базе микросхемы МАХ1703 производства известной фирмы MAXIM. В работе мы будем руководствоваться документом [8], полученным с интернет-сервера фирмы, а все необходимые сведения будут приведены ниже.

Основные технические характеристики микросхемы:

• выходное напряжение фиксированное 5 В или регулируемое 2,5,..5,5 В;

• низкое потребление в режиме «выключено» — 300 мкВт;

• постоянная частота преобразования 300 кГц;

• синхронизируемая частота преобразования от 200 до 400 кГц;

• возможность отслеживания разряда батареи питания;

В предуведомлении (général description) говорится, что МАХ1703 — высокоэффективный DC/DC преобразователь, построенный по схеме синхронного бустерного каскада с широтно-импульсной (PWM) модуляцией. Преобразователь питается от никель-кадми-евых или никель-марганцевых аккумуляторов!

Встроенный силовой n-канальный транзистор MOSFET имеет в открытом состоянии сопротивление 0,075 Ом, р-канальный MOSFET синхронного выпрямителя имеет в открытом состоянии сопротивление 0,14 Ом. Оба транзистора допускают ток не более 2 А. Выпускается микросхема в корпусе SO-16 (шаг выводов — 1,27 мм).

Расположение выводов показано на рис. 10.23, а структурная схема— на рис. 10.24.

• REF — вывод опорного сигнала. Рекомендуется подключить S этому‘выводу и к земляной шине развязывающий конденсатор емкостью 0,22 мкФ;

РВ — вывод выбора выходного напряжения. Чтобы получить у фиксированное выходное напряжение 5 В, необходимо подключить этот вывод к земле. Чтобы получить регулируемое от 2,5 до 5 ^ В напряжение, этот вывод подключается к резистивному дели гелю, включенному между земляной шиной и выходом преобразователя;

• POKIN — вход компаратора контроля батареи питания. Опорное напряжение сравнения — 1,25 В. Компаратор имеет 1% гистерезис порога срабатывания;

• OUT — вывод, на который поступает выходное напряжение;

• AIN — вход усилителя. Если AIN находится в состоянии «О», транзистор, подключенный к выводу АО, открыт. Нормальное сопротивление открытого транзистора — 0,01 Ом;

• РОК — выход компаратора контроля батареи. Открытый сток n-канального транзистора. Транзистор открывается, когда Upokin < 1,25 В;

• CLK/SEL — вывод переключения способа модуляции (частотно-импульсная/широтно-импульсная), либо вход сигнала внешней синхронизации;

CLK/SEL — «0» — частотно-импульсная модуляция PFM (включается в низкотоковом режиме), используется при снижении выходного тока менее 10% от полной величины;

CLK/SEL — «1» — широтно-импульсная модуляция PWM. Используется вплоть до максимальных значений токов; CLK/SEL — «внешняя частота». Внутренний PWM-модулятор синхронизируется внешней частотой. Этот вариант нужно применять там, где высокочастотные помехи могут серьезно повлиять на работу аппаратуры. Широко используется, например, в устройствах обработки и передачи видеоизображений;

Примечание: для обеспечения мягкого старта преобразователя в начальном режиме лучше использовать частотно-импульсную модуляцию.

• PGND — исток n-канального силового транзистора;

• LXN — сток n-канального силового транзистора;

• POUT — исток р-канального синхронного транзистора;

• LXP — сток р-канального синхронного транзистора;

• ON — вывод «включения/отключения» преобразователя. Низкий уровень на этом входе включает преобразователь.

В таблице 10.4 приведены типичные значения выходных параметров при различных вариантах питающего напряжения.

В нашем экспериментальном источнике, схема которого приведена на рис. 10.25, мы не будем задействовать схему контроля разряда элементов питания и встроенный компаратор. Соответственно выводы РОК, POKIN, АО, AIN оставим свободными. Не будем также задействовать схему регулировки выходного напряжения (вывод FB подключим к земле).

Итог расчета: Ь_т-_т ~ Г_тах. То есть при расчете на максимальную мощность, передаваемую в нагрузку и на максимальный ток, эти значения, конечно, должны совпадать—преобразователь обязан использовать свои возможности по току и по мощности полностью. Если разработчику не нужно передавать в нагрузку предельную мощность, он может использовать Т_тах, исходя из требуемой мощности. Этот путь удобен в случае, если захочется пересчитать схему на другие значения выходного напряжения, к примеру, повысить его за счет снижения предельного тока. Чаще всего требуется минимальная доработка схе-

мы — нужно пересчитать дроссель и ввести дополнительный делитель в цепь обратной связи, чтобы сохранить прежнее значение у при измененных выходных параметрах.

Нам осталось только разработать конструкцию индуктивного элемента.

Теперь можно изготовить индуктивный элемент, учитывая, что необходимо намотать обмотку в два слоя, с применением обечаек. Печатная плата — из одностороннего фольгированного стеклотекстолита. Сборка производится в последовательности:

• устанавливаем на плату микросхему и хорошо пропаиваем все ее выводы, поскольку только через них будет осуществляться теплоотвод;

• впаиваем остальные элементы, стремясь, чтобы их выводы были как можно короче.

Правильно собранный преобразователь должен заработать сразу.

При желании провести дополнительные эксперименты можно рекомендовать следующим шагом выполнить контрольную схему разряда батарей для чего потребуется собрать на свободном месте (можно просто поверх печатного монтажа) схему, изображенную на рис. 10.27. Потенциал на выводе «3» рассчитывается исходя из следующего соотношения:

Исполнительное устройство, которое будет реагировать на сигнал разряда батареи, может иметь разную реализацию. К примеру, можно подавать сигнал с вывода РОК на схему зажигания светодиода, или дополнительный компаратор, который своим сигналом будет отключать преобразователь, подавая логический «О» на вывод /ОN.

Печатная плата экспериментального стабилизатора показана на рис. 10.28, сборочный чертеж — нарис. 10.29, а конструктивные особенности корпуса микросхемы — на рис. 10.30.

Как альтернативный вариант пробной разработки можно рекомендовать отечественный интегральный бустерный стабилизатор КР1446ПН1Е производства фирмы «Ангстрем» (http://www.angstrem.ru ). Блок-схема стабилизатора приведена на рис. 10.31, а расположение выводов на корпусе — на рис. 10.32. Стабилизатор, выполненный на базе этой микросхемы, преобразует плавающее напряжение от 0,9 до 5,0 В в стабилизированное 5 или 3,3 В. Величина напряжения выбирается подключением вывода «3/5» согласно таблице 10.5.

воду SHDN. Низкий уровень на этом входе отключает схему. Уровень детектора входного напряжения — 1,25 В.

В схеме необходимо применять диод Шоттки (VD). Рекомендуемый разработчиками тип — 1N5817. Внешняя емкость СЗ на выходе REF необходима для стабилизации опорного напряжения.

Печатную плату под стабилизатор, изображенный на рис. 10.33, предлагается разработать самостоятельно с учетом компактного размещения элементов и минимизации длины связей между ними. Дроссель должен быть стержневой конструкции, рассчитанный по предложенной методике. Использование контактной панельки под микросхему крайне нежелательно.

Материал взят из книги

Скачать оригинал КНИГИ в хорошем качестве